Теоретична частина

1. Призначення та особливості хвилеводно-щілинних антен

Хвильоводно-щілинна антена (ВЩА) відноситься до класу лінійних (плоських) багатоелементних антен. Випромінюючими елементами таких антен є щілини, що прорізаються в стінках хвилеводів, об'ємних резонаторів або металевих підставах смужкових ліній. На практиці знаходять застосування ВЩА з нерухомою в просторі діаграмою спрямованості (ДН), а також ВЩА з механічним, електромеханічним та електричним скануванням.

До переваг ВЩА можна віднести:

Відсутність виступаючих частин, що дозволяє поєднувати їхню випромінювальну поверхню із зовнішньою поверхнею корпусу літальних апаратів, не вносячи при цьому додаткового аеродинамічного опору;

Порівняно нескладний збуджуючий пристрій та простота в експлуатації.

Основним недоліком ВЩА є обмеженість діапазонних властивостей. При зміні частоти в нескануючої ВЩА промінь відхиляється від заданого положення в просторі, що супроводжується зміною ширини ДН і порушенням узгодження антени з фідером.

2. Основні параметри щілини у хвилеводі

Щілина, вирізана в хвилеводі, збуджуватиметься, якщо її широка сторона перетинає струми, що течуть по внутрішніх стінах. При побудові ВЩА на основі прямокутного хвилеводу з основною хвилею Н 10 необхідно враховувати, що у широкій стінці хвилеводу є поздовжні та поперечні складові поверхневого струму, а у вузькій стінці – тільки поперечні. Щілини можуть бути вирізані у широкій та вузькій стінках хвилеводу.

Розглянемо щілину, що розташована на широкій стінці хвилеводу поздовжньо по відношенню до осьової (середньої) лінії широкої стінки (рис.1).

Така щілина збуджується поперечною складовою струму, якщо вона зміщена щодо середньої лініїна відстань х 1 . При х 1 =0 випромінювання щілини відсутнє. Змінюючи величину зміщення щілини х 1 можна регулювати інтенсивність її випромінювання.

При збудженні щілини струмами, поточними по внутрішніх стінках хвилеводу, відбувається випромінювання електромагнітної енергії як зовнішній простір, і у хвилевод. Для аналізу роботи щілини вводять поняття зовнішньої та внутрішньої провідностей щілини, що визначаються зовнішнім та внутрішнім випромінюванням щілини відповідно. Знаючи величини даних провідностей, можна визначити резонансну частоту щілин різної довжини та простежити її залежність від розташування на стінці хвилеводу.

Як відомо, щілина, прорізана у хвилеводі, порушує режим його роботи, викликаючи відображення енергії: частина її випромінюється, решта проходить далі хвилеводом. Таким чином, можна вважати, що щілина є навантаженням для хвилеводу, на якій розсіюється частина потужності, еквівалентної потужності випромінювання. Тому для спрощення аналізу можна замінити хвилевід еквівалентною двопровідною лінією, в яку включені навантаження паралельно або послідовно в залежності від типу щілини (поздовжня щілина еквівалентна паралельному включенню, поперечна щілина – послідовному).

3. Різновиди ВЩА

За принципом, на якому заснована робота ВЩА, розрізняють резонансні та нерезонансні хвилеводно-лужні антени.

У резонансних антенах відстань між сусідніми щілинами вибирають рівним l В (щілини, синфазно пов'язані з полем хвилеводу) або l В /2 (щілини, змінно-фазно пов'язані з полем хвилеводу), де l В – довжина хвилі у хвилеводі, і на кінці хвилеводу встановлюють короткозамикаючий поршень. Таким чином, резонансні антени є синфазними і, отже, напрямок їхнього максимального випромінювання збігається з нормаллю до поздовжньої осі антени. Синфазне збудження поздовжніх щілин, розташованих по різні боки щодо середньої лінії, забезпечується за рахунок додаткового фазового зсуву по фазі на 180°, обумовленого протилежними у напрямку струмами по обидва боки осьової лінії широкої стінки хвилеводу.

Резонансну антену можна добре узгодити з фідером, що живить, в досить вузькій смузі частот. Дійсно, так як кожна щілина окремо не узгоджена з хвилеводом, всі відбиті від щілин хвилі складаються на вході антени синфазно і коефіцієнт відображення системи стає великим. Тому зазвичай відмовляються від синфазного збудження окремих щілин і вибирають відстань між ними d¹l /2.

Характерною особливістю одержуваної таким чином нерезонансної хвилеводно-щілинної антени (НВЩА) є більш широка смуга частот, у межах якої має місце гарне узгодження, оскільки окремі відображення при великій кількості випромінювачів майже повністю компенсуються. Однак відмінність відстані між щілинами від l В /2 призводить до їх несинфазного збудження падаючою хвилею та відхилення напрямку головного максимуму випромінювання від нормалі до осі антени. Для усунення відображення від кінця хвилеводу зазвичай встановлюють кінцеве поглинаюче навантаження.

Як було зазначено вище, НВЩА має гарне узгодження з фідером у досить широкому діапазоні. Виняток становить випадок, коли d»l /2; при цьому відбиті хвилі складаються у фазі і коефіцієнт хвилі, що біжить (КБВ) у хвилеводі різко падає. Подібний характер зміни КБВ при наближенні відстані між щілинами до величини l/2 носить назву ефекту нормалі.

Недоліком НВЩА є менший, ніж у резонансних антен, коефіцієнт корисної дії(для його збільшення слід підвищувати інтенсивність збудження щілин) та не усувні амплітудні спотворення (для їх зменшення слід знижувати інтенсивність збудження щілин). Виходячи з цього, інтенсивність збудження необхідно вибирати з компромісних міркувань.

4. Особливості антен доплерівського вимірювання швидкості та кута зносу літака (антен ДІСС)

Завдання щодо визначення істинного розташування літального апарату (ЛА) у просторі при впливі на нього метеорологічних факторів може бути вирішено, якщо відомі поздовжня та поперечна складові його швидкості. Дані величини зазвичай визначаються побічно шляхом виміру доплерівських частот. Відомо , що радіосигнал частотою f, відбитий від об'єкта (наприклад, від ЛА), що рухається у просторі зі швидкістю V, отримує додаткове збільшення частоти

,

де a - кут між вектором швидкості та радіальним напрямком на ЛА. Знак доплерівського збільшення позитивний, якщо об'єкт рухається назустріч джерелу радіовипромінювання, і негативний, якщо об'єкт віддаляється від нього.

Антени ДИСС дозволяють, вимірюючи доплерівські складові, визначати поздовжню та поперечну швидкості ЛА, та швидкість його переміщення у вертикальному напрямку. Такі антени формують чотири промені так, як показано на рис.2.

Оскільки доплерівські складові, спричинені рухом ЛА з деякою швидкістю, у передніх та задніх променях мають різний знака випадкові (перешкодові) складові в них приблизно однакові, то, віднімаючи сигнали з другої пари променів із сигналів першої пари, можна домогтися компенсації перешкоди і, отже, підвищення точності вимірювання швидкості ЛА.

Антени доплерівського вимірювання швидкості та кута зносу літака часто будуються на основі ґрат ВЩА. Для захисту від атмосферних опадів та пилу розкривши антенних решіток закривають діелектричною пластиною або поміщають всю випромінювальну систему в радіопрозорий обтічник.

антена хвилевід щілина доплерівська

5. Розрахунок ВЩА

5.1 Розрахунок широкої стінки хвилеводу

Розв'яжемо систему рівнянь, з якої знайдемо a і лкр.

а треба вибрати таким, щоб довжина хвилі в хвилеводі складала 0.9 від критичної довжини хвилі.

5.2 Розрахунок відстані між щілинами d, візьмемо цmax = -20 град, d знайдемо вирішивши рівняння.

утворюється короткозамкнутий чвертьхвильовий відрізок двопровідної лінії. Маючи великий вхідний опір, він не дозволяє струмам відгалужуватися на зовнішню оболонку фідера. Оскільки опір між точками "а" і "б" велике, то плечі вібратора на частоті випромінювання електрично розв'язані, незважаючи на гальванічну зв'язок між ними. Краї щілин зазвичай роблять такими, що розширюються, щоб забезпечувалося узгодження хвильового опору фідера з вхідним опором вібратора.

			λ /2					U-коліно (рис. 3.20). Це
								вигнутий	коаксіальний фідер
								довжиною λ /2,	до внутрішнього про-
								воду якого приєднуються
								плечі вібратора. Зовнішня об-
								лочка фідера для харчування плечей не
								використовується та заземляється. На-
								напруги та струми в точках "а" і
			λ /2					"б" рівні за величиною і проти-
								схильні по фазі, що і вимагають-
								ється для симмет-
антени. Крім							симетрування		U-коліно зменшує

вхідний опір вібратора вчетверо. У зв'язку з цим його зручно застосовувати для живлення петлевого вібратора Пістелькорсу, вхідний опір якого становить 300 Ом, стандартним фідером з ρ ф =75 Ом.

3 . 2 . Щілинні антени

3.2.1. Типи щілинних антен. Особливості їхньої конструкції

Щілинна антена являє собою вузьку щілину, прорізану в металевої поверхніекрана, оболонка резонатора або хвилеводу. Ширина щілини d<<λ , длина обычно близка к половине волны. Щели прорезаются так, чтобы они пересекали линии поверхностного тока, текущего по внутренней стенке волновода или резонатора (рис. 3.21). Возможны различные положения щелей (см. рис. 3.21): поперечная (1), продольная (2), наклонная (3), и разнообразные их формы: прямолинейные, уголковые, гантельные, крестообразные (рис. 3.22).

Високочастотний поверхневий струм, перетинаючи щілину, індукує по її краях змінні заряди (напруга), а на зворотній (зовнішній) стороні.

на поверхні збуджуються струми. Електричне поле в щілини та струми на поверхні є джерелами випромінювання та формують у просторі

		електромагнітне поле.
			Найпростішими
		є
		них розмірів зі щілиною,
		резонаторно-щілинні
		та хвилеводно-щілинні
			Порушення
		лухтових щілин в ек-
			здійснюється в
		метровому		діапазоні
		допомогою симетричної
		двопровідної лінії, а

а в дециметровому – за допомогою коаксіальної лінії передачі. При цьому зовнішній провідник приєднується до одного краю щілини, а внутрішній – до іншого. Для узгодження лінії передачі з антеною точку живлення зміщують від середини щілини до краю. Така антена може випромінювати обидві півсфери. У сантиметровому діапазоні та прилеглій до нього частині дециметрового діапазону застосовують резонаторні та хвилеводно-лужні антени (див. рис. 3.21, 3.22). У коаксіальних хвилеводах збуджуються лише поперечні чи похилі щілини, у прямокутних можливі різні варіанти розміщення щілин (див. рис. 3.21).

Ширина щілини впливає на активну та реактивну частини вхідного опору. Обидві складові зростають із збільшенням ширини щілини. Тому для компенсації Х вх треба зменшувати довжину щілини (укорочувати її). Зростання R вх призводить до розширення смуги пропускання щілинної антени. Зазвичай ширина щілини d вибирається в діапазоні (0,03 ... 0,15) . Для додаткового розширення смуги пропускання застосовують гантельні щілини та спеціальні конструкції збудливих пристроїв.

Крім діапазону на вибір ширини щілини впливає умова забезпечення електричної міцності. Концентрація електричних зарядів на кромках щілини призводить до місцевих перенапруг і виникнення електроенергії.

де E щ max - Напруженість електричного поля в пучності. Приймаючи E щ max = E пр (напруженість пробою, для сухого повітря E пр =30кВ/м), знаходимо

d min = U щ max / E ін.

Насправді вибирають d ≥ K зап d min , де K зап =2…4 - коефіцієнт запа-

Щілини більш складної форми, ніж прямокутні, можна як комбінації простих. Вони використовуються для отримання електромагнітних хвиль з необхідними поляризаційними властивостями. Наприклад, хрестоподібна щілина дозволяє отримати антену з еліптичною та круговою поляризацією. Напрямок обертання залежить від напряму усунення щілини від осі широкої стінки хвилеводу.

Щілинні антени відрізняються простотою конструкції, високою надійністю і відсутністю виступаючих частин, що дозволяє використовувати їх в літальних апаратах і наземних антенних системах як самостійні антен, опромінювачів складних антенних систем і елементів решіток антен.

3.2.2. Поодинока щілина. Принцип двоїстості Пістелькорсу

Розглянемо показники і параметри про ідеальної щілинної антени, тобто. одиночної щілини, прорізаної в плоскому екрані, що ідеально проводить. Розрахунок поля такої антени за допомогою рівнянь електродинаміки становить значні труднощі. Він значно полегшується, якщо скористатися принципом двоїстості, сформульованим Пістелькорсом 1944 року. Цей принцип ґрунтується на відомій з теорії електромагнітного поля перестановної двоїстості рівнянь Максвелла. Для щілини ці рівняння мають вигляд:

Якщо екран прибрати, а щілину замінити ідеальним плоским вібратором таких самих розмірів, як щілина (рис. 3.23), і з таким самим розподілом струму, як розподіл напруги вздовж щілини (еквівалентним вібратором, вирізаним з екрану для отримання щілини), то поле, що випромінюється їм, також бу-

дет задовольняти рівнянням Максвелла

rotHr B = iωε 0 EB

rotEB = − iωμ 0 H B ,

але вже за інших граничних умов:

на місці екрану – E τ

≠ 0, H τ = 0; на вібраторі - E B = 0, H B ≠ 0 . (3.29)

Порівнюючи граничні умови щілини (3.27) та еквівалентного вібратора (3.29), можна переконатися, що структури електричного поля поблизу щілини та магнітного поля поблизу вібратора збігаються. Граничні умови для еквівалентного вібратора виходять з граничних умов щілини шляхом перестановки Е ↔ Н . З урахуванням вищевикладеного для повного поля у всьому просторі можна записати:

E r щ = C 1 H B , H щ = C 2 E B ,

де 1 і 2 – постійні коефіцієнти.

Насправді зазвичай використовують напівхвильові щілини. При цьому незалежно від способу збудження амплітуда електричного поля в щілини максимальна у центрі і спадає до країв, тобто. відповідає закону розподілу струму у напівхвильовому вібраторі. Для вузької щілини (тонкого вібратора) граничні умови, а отже, і постійні коефіцієнти можна виразити че-

рез напруга в центрі щілини U 0 і струм у центрі вібратора I 0 (див. рис. 3.23):

	U 0 H				Звідки C = 2 U 0.

Тоді перший вираз (3.31) перепишеться у вигляді:

E щ =			H B .

Таким чином, принцип двоїстості стосовно щілинних антен формулюється так: електричне поле щілинної антени з точністю до постійного множника збігається з магнітним полем додаткового вібратора таких же розмірів, як щілина, і з таким же амплітудним розподілом.

Це означає, що ЕМП щілини та еквівалентного вібратора відрізняються

між собою тільки поворотом на 90° відповідних векторів E r щ і E B ,

H r щ і H B .

Застосовуючи принцип двоїстості, можна записати для діаграм спрямованості:

F щ(θ ) H = F B (θ ) E;

F щ(θ ) E = F B (θ ) H ,

де F щ (θ ) H , F щ (θ ) E - нормовані ДН щілини в площинах Н і Е соот-

вітально; F B (θ) H, F B (θ) E - відповідні нормовані ДН напівхвильового вібратора.

При відліку кута від нормалі до площини щілини діаграма спрямованості напівхвильової щілини запишеться відповідно до рівності (3.33) у вигляді:

	cos(π sinθ )
F щ(θ ) H =				F щ (θ) E = 1.y				заходи екрану сущест-
					форму ДН, та їх під-
					ректувати
					площин.

розтирання щілини, так само як і вібратора, носить комплексний характер і залежить від її розмірів (довжини 2l і ширини d). Величини R щ вх і X щ вх підраховані для різних значень l/λ і наводяться у вигляді графіків у довідковій та навчальній літературі. Реактивна складова щілини має ємнісний характер. Налаштування щілини, проте, проводиться також її укороченням. Величина укорочення підраховується за такою формулою:

							ln(2λ d )

Як випливає з (3.35), ширші щілини коротшають на велику величину.

Вхідний опір щілини пов'язане з вхідним опором вібратора, що доповнює її. Цей зв'язок зручніше виражати через комплексну вхідну провідність щілини:

Z вхв

(60π )2

Таким чином, вхідна провідність щілини визначається вираз-

(60π )2

де A = 120 ln

− 0,577

Хвильовий опір щілини.

π d

Комплексна вхідна провідність напівхвильової щілини

Журнал " Радіо " , номер 9, 1999г.

Якщо судити з іноземної радіоаматорської літератури, скелетно-щілинна антена користується популярністю на частотах понад 20 МГц. У статті, що публікується, зроблено спробу відповісти на запитання - наскільки заявлений в літературі її коефіцієнт спрямованої дії відповідає дійсності.

У книгах по УКХ антен неодноразово описувалася так звана скелетно-щілинна антена, причому всі без винятку публікації повідомляли про її дуже високі параметри, великий коефіцієнт спрямованої дії (КНД), широку смугу частот і зручність налаштування. Ідея антени запропонована Дж. Рамсеєм ще 1949 р., її конструкція показана на рис.1,запозиченому з . Активний елемент антени являє собою три паралельні напівхвильові диполі, розташовані в три поверхи один над одним.

Для зменшення габаритів антени кінці верхнього та нижнього диполів зігнуті під прямим кутом у напрямку до середнього диполя та з'єднані з ним. Від нього вони й збуджуються. Середній диполь зроблений розрізним і з'єднаний з чвертьхвильовою двопровідною лінією, що погоджує, одночасно служить для кріплення рефлектора. Рефлектор виконаний як у хвильового каналу у вигляді одиночного вібратора, електрична довжина якого трохи більша за напівхвилі. Розміри антени в довжинах хвиль та значення коефіцієнта укорочення k, що залежить від діаметра провідників (трубок) d, наведено на рис. 1. Переміщуючи точку живлення XX вздовж двопровідної лінії, можна змінювати вхідний опір антени від нульового (близько рефлектора) до 400 Ом (у точці YY біля активного елемента).

Розподіл струму активному елементі показано на рис. 2. Видно, що пучності (максимуми) струму розташовані якраз посередині горизонтальних частин елемента, утворюючи триповерхову синфазну систему. У вертикальних частинах активного елемента струми невеликі та спрямовані назустріч один одному. Крім того, тут знаходяться чотири вузли струму, тому випромінювання вертикальних частин у дальній зоні відсутнє. Нагадаємо, що у дальній зоні практично повністю формується діаграма спрямованості антени. Відстань до дальньої зони становить кілька довжин хвиль. Воно тим більше, що більше КНД антени.

Активний елемент скелетно-щілинної антени можна також розглядати як два квадрати, поєднані однією стороною та точками живлення. Однак у порівнянні з двома повнорозмірними квадратами периметр активного елемента скелетно-щілинної антени виходить дещо меншим, ймовірно через скорочення дії ємності між вертикальними провідниками елемента. Схожу антену запропонував К. Харченко, але в ній два квадрати запитані з кутів та поєднані точками живлення.

У простий скелетно-щілинної антени недостатньо ефективний рефлектор. Усунути цей недолік можна, виконавши рефлектор так само, як і активний елемент (у вигляді такої ж триповерхової конструкції вібраторів). Двопровідні лінії тепер вже не можна розмістити між елементами, але ніхто не заважає провести їх у площині кожного елемента до точки з нульовим потенціалом у середині нижнього горизонтального вібратора.

Те, що виходить після такої модифікації, зображено на рис. 3. Розміри самих елементів залишаються незмінними, а відстань між активним елементом та рефлектором зменшується до 0,18. Ця антена має ще одну гідність. Переміщаючи по двопровідних лініях перемички, що закорочують, елементи вдається підлаштовувати її на потрібну частоту, а пересуваючи перемичку рефлектора, легко налаштувати антену на максимальний КНД або відношення випромінювання вперед-назад.

Для такої двоелементної антени, описаної в [і], повідомляється про надзвичайно високий КНД 14...16 дБ! Якби друга з названих книг була не серйозним виданням, тоді ще можна було махнути рукою та не приймати цієї цифри всерйоз. Але ця книга загалом дуже хороша і майже не містить помилок. Її автор, звісно, ​​було випробувати все безліч наведених у ній конструкцій. Отже, якщо це помилка, то вона з'явилася раніше, в якихось інших виданнях, і знайти першоджерело тепер важко. Цілком зрозуміло, що синфазна система вібраторів має давати більший КНД, ніж одиночний вібратор, але питання – наскільки? Хоча на с. 100 і стверджується, що антена "...фактично є шестиелементної триповерхової синфазної", але вібратори виявляються досить близько один до одного, і до того ж укорочені. Це неминуче має зменшити ефективність. Таким чином, питань виявилося більше, ніж відповідей. До того ж, знайомі автору радіоаматори зібралися будувати саме таку антену на діапазон 10 метрів і вже готові були витратитися на матеріал, а він нині недешевий!

Щоб отримати ясну та чітку відповідь на питання про КНД, було проведено експеримент у діапазоні 432 МГц. Елементи були зігнуті відповідно до рис. 3 з відрізків емальованого мідного дроту діаметром 1,5 мм, з'єднання пропаяні, а провідники ліній у місцях встановлення замикаючих перемичок та приєднання кабелю зачищені від ізоляції. Вся конструкція була зібрана на дерев'яному каркасі із сухих тонких рейок. Кабель живлення проходив від точок живлення вздовж провідника двопровідної лінії, з яким з'єднувалася обплетення, вертикально вниз і підключався безпосередньо до виходу генератора стандартних сигналів. Індикатором поля служив напівхвильовий диполь із детектором та мікроамперметром. Він розташовувався на штативі на відстані кількох метрів від антени. Антена також закріплювалася на примітивному поворотному штативі, який дозволяв змінювати її орієнтацію.

Настроилася антена досить легко і швидко, просто максимум випромінювання в головному напрямку. При зазначених розмірах на частоті 432 МГц відстані перемичок, що замикають, від основи двопровідних ліній для налаштованої антени вийшли такими: у рефлектора - 43 мм, у активного елемента - 28 мм. Відстань до точки підключення 50-омного кабелю була 70 мм.

При налаштуванні на максимум КНД виявляється невелика задня пелюстка. Підстроїв рефлектор, його можна придушити практично повністю. Випромінювання вбік, вгору і вниз не було.

КНД, точніше виграш антени, рівний добутку КНД і ККД, визначався наступним чином: на індикаторі відзначався рівень сигналу, створюваний антеною в головному напрямку, потім замість антени до кабелю живлення приєднувався напівхвильовий диполь, розташований в тій же точці простору. Рівень сигналу від генератора підвищувався настільки, щоб отримати на індикаторі ті ж свідчення. Відрахована за атенюатором генератора зміна рівня сигналу чисельно дорівнює виграшу антени щодо напівхвильового диполя. Для цієї антени він дорівнював 7 dBd. Щодо ізотропного (всеспрямованого) випромінювача він буде на 2,15 dB більше і становитиме близько 9,2 dBi.

Зверніть увагу на літери d і i у позначенні децибелів - у літературі з антен так прийнято вказувати, щодо якого випромінювача виміряний КНД. Ширина діаграми спрямованості по половинній потужності становила горизонтальній площині (по азимуту) близько 60°, а вертикальній площині (по куту місця) близько 90°. Маючи ці дані, КНД можна розрахувати ще одним способом: тілесний кут, в який випромінює антена, дорівнює добутку лінійних кутів, що відповідають ширині діаграми і виражених у радіанах. Отримуємо значення близько 1,5 стерадіану. У той же час ізотропна антена випромінює в тілесний кут 4 або 12,6 стерадіана. КНД за визначенням є відношенням цих тілесних кутів і становить 12,6/1,5 = 8,4 або 9,2 dBi.

Отримавши такий добрий збіг значень КНД, визначених двома методами, автор вирішив, що вимірювати більше вже нічого і з легким розчаруванням вкотре переконався, що чудес в антеній техніці не буває. Проте антена працює дуже добре і при невеликих габаритах (330×120×120 мм у діапазоні 432 МГц) забезпечує дуже пристойний виграш.

• Переклад

Стаття на переклад запропонована alessandro893. Матеріал взятий з великого довідкового сайту, що описує, зокрема, принципи роботи та влаштування радарів.

Антена – це електричний пристрій, що перетворює електроенергію на радіохвилі і навпаки. Антена використовується не тільки в радарах, а й у глушарках, системах попередження про опромінення та в системах комунікацій. При передачі антена концентрує енергію передавача радара і формує промінь, що спрямовується в потрібну сторону. При прийомі антена збирає енергію радара, що повертається, що міститься в відбитих сигналах, і передає їх на приймач. Антени часто розрізняються за формою променя та ефективності.

Зліва – ізотропна антена, справа – спрямована

Дипольна антена

Дипольна антена, або диполь - найпростіший і найпопулярніший клас антен. Складається з двох однакових провідників, дротів або стрижнів, зазвичай із двосторонньою симетрією. У передавальних пристроїв до неї подається струм, а у приймаючих – приймається сигнал між двома половинами антени. Обидві сторони фідера передавача або приймача з'єднані з одним з провідників. Диполі – резонуючі антени, тобто їх елементи є резонаторами, в яких стоячі хвилі переходять від одного кінця до іншого. Отже, довжина елементів диполя визначається довжиною радіохвилі.

діаграма спрямованості

Диполі – це ненаправлені антени. У зв'язку з цим їх часто використовують у системах зв'язку.

Антена у вигляді несиметричного вібратора (монопольна)

Несиметрична антена є половиною дипольної, і монтується перпендикулярно провідній поверхні, горизонтальному елементу, що відбиває. Коефіцієнт спрямованої дії монопольної антени вдвічі більше, ніж у дипольної антени подвоєної довжини, оскільки під горизонтальним елементом, що відбиває, немає ніякого випромінювання. У зв'язку з цим КНД такої антени вдвічі вище, і вона здатна передавати хвилі далі, використовуючи ту саму потужність передачі.

діаграма спрямованості

Антена "хвильовий канал", антена Яги-Уда, антена Яги

діаграма спрямованості

Куточкова антена

Тип антени, що часто використовується на УКХ та УВЧ-передавачах. Складається з опромінювача (це може бути диполь або масив Яги), укріпленого перед двома плоскими прямокутними екранами, що відбивають, з'єднаними під кутом, зазвичай в 90°. Як відбивач може виступати лист металу або грати (для низькочастотних радарів), що зменшує вагу і зменшує опір вітру. У кутових антен широкий діапазон, а посилення становить близько 10-15 дБ.

діаграма спрямованості

Вібраторна логоперіодична (логарифмічна періодична) антена, або логоперіодична решітка із симетричних вібраторів

Логоперіодична антена (ЛПА) складається з декількох напівхвильових дипольних випромінювачів довжини, що поступово збільшується. Кожен складається із пари металевих стрижнів. Диполі кріпляться близько, один за одним, і підключаються до фідер паралельно, з протилежними фазами. На вигляд така антена схожа на антену Яги, але працює вона по-іншому. Додавання елементів до антени Яги підвищує її спрямованість (посилення), а додавання елементів до ЛПА підвищує її смугу частот. Її головна перевага перед іншими антенами – надзвичайно широкий діапазон робочих частот. Довжини елементів антени відносяться один до одного за логарифмічним законом. Довжина найдовшого з елементів становить 1/2 від довжини хвилі найнижчою із частот, а найкоротшого – 1/2 від довжини хвилі найвищої частоти.

діаграма спрямованості

Спіральна антена

Спіральна антена складається із провідника, закрученого у вигляді спіралі. Зазвичай вони монтуються над горизонтальним елементом, що відбиває. Фідер з'єднується з нижньою частиною спіралі та горизонтальною площиною. Вони можуть працювати у двох режимах – нормальному та осьовому.

Нормальний (поперечний) режим: розміри спіралі (діаметр і нахил) малі в порівнянні з довжиною хвилі частоти, що передається. Антена працює так само, як закорочений диполь або монополь, з такою самою схемою випромінювання. Випромінювання лінійно поляризується паралельно осі спіралі. Такий режим використовується в компактних антенах у портативних та мобільних рацій.

Осьовий режим: розміри спіралі можна порівняти з довжиною хвилі. Антена працює як спрямована, передаючи промінь із кінця спіралі вздовж її осі. Випромінює радіохвилі кругової поляризації. Часто використовується для супутникового зв'язку.

діаграма спрямованості

Ромбічна антена

Ромбічна антена – широкосмугова спрямована антена, що складається з одного-трьох паралельних проводів, закріплених над землею у вигляді ромба, що підтримується в кожній вершині вежами або стовпами, до яких дроти кріпляться за допомогою ізоляторів. Усі чотири сторони антени однакової довжини, зазвичай не менше однієї довжини хвилі, або довші. Часто використовуються для зв'язку та роботи в діапазоні декаметрових хвиль.

діаграма спрямованості

Двовимірні антенні грати

Багатоелементний масив диполів, що використовуються в КВ діапазонах (1,6 - 30 МГц), що складається з рядів та стовпців диполів. Кількість рядів може бути 1, 2, 3, 4 або 6. Кількість стовпців – 2 або 4. Диполі горизонтально поляризовані, а екран, що відображає, розташовується за масивом диполів для забезпечення посиленого променя. Кількість стовпців диполів визначає ширину азимутального променя. Для 2 стовпців ширина діаграми спрямованості становить близько 50 °, для 4 стовпців - 30 °. Головний промінь можна відхиляти на 15 ° або 30 ° для отримання максимального охоплення 90 °.

Кількість рядів і висота найнижчого елемента над землею визначає кут піднесення і розмір території, що обслуговується. Масив з двох рядів має кутом 20°, а з чотирьох – 10°. Випромінювання двовимірних ґрат зазвичай підходить до іоносфери під невеликим кутом, і через низьку частоту часто відбивається назад до поверхні землі. Оскільки випромінювання може багаторазово відбиватися між іоносферою та землею, дія антени не обмежена горизонтом. В результаті така антена часто використовується для зв'язку на далекі відстані.

діаграма спрямованості

Рупорна антена

Рупорна антена складається з металевого хвилеводу, що розширюється, у формі рупора, що збирає радіохвилі в промінь. У рупорних антен дуже широкий спектр робочих частот, можуть працювати з 20-кратным розривом його кордонів – наприклад, від 1 до 20 ГГц. Посилення варіюється від 10 до 25 дБ, і часто вони використовуються як опромінювачі більших антен.

діаграма спрямованості

Параболічна антена

Одна з найпопулярніших антен для радарів – параболічний відбивач. Опромінювач розташовується у фокусі параболи, і енергія радара прямує на поверхню відбивача. Найчастіше як опромінювач використовується рупорна антена, але можна використовувати і дипольну, і спіральну.

Оскільки точкове джерело енергії знаходиться у фокусі, він перетворюється на хвильовий фронт постійної фази, що робить параболу добре пристосованою для використання в радарах. Змінюючи розмір і форму поверхні, що відбиває, можна створювати промені і схеми випромінювання різної форми. Спрямованість параболічних антен набагато краща, ніж у Яги або дипольної, посилення може досягати 30-35 дБ. Головний їхній недолік – непристосованість до низьких частот через розмір. Ще один – опромінювач може блокувати частину сигналу.

діаграма спрямованості

Антена Кассегрена

Антена Кассегрена дуже схожа на звичайну параболічну, але використовує систему із двох відбивачів для створення та фокусування променя радара. Основний відбивач параболічний, а допоміжний гіперболічний. Опромінювач знаходиться в одному з двох фокусів гіперболи. Енергія радара з передавача відбивається від допоміжного відбивача на основний і фокусується. Повертається від мети енергія збирається основним відбивачем і відбивається у вигляді променя, що сходить в одній точці, на допоміжний. Потім вона відбивається допоміжним відбивачем і збирається у точці, де розташований опромінювач. Чим більший допоміжний відбивач, тим ближче він може бути основним. Така конструкція зменшує осьові розміри радара, але збільшує затінення розкриття. Невеликий допоміжний відбивач, навпаки, зменшує затінення розкриття, але його потрібно розташовувати подалі від основного. Переваги порівняно з параболічною антеною: компактність (незважаючи на наявність другого відбивача, загальна відстань між двома відбивачами менша, ніж відстань від опромінювача до рефлектора параболічної антени), зменшення втрат (приймач можна розмістити близько від рупорного випромінювача), зменшення інтерференції з бокового наземних радарів. Основні недоліки: сильніше блокується промінь (розмір допоміжного відбивача та опромінювача більше, ніж розмір опромінювача звичайної параболічної антени), погано працює з широким діапазоном хвиль.

діаграма спрямованості

Антена Грегорі

Зліва – антена Грегорі, праворуч – Кассегрена

Параболічна антена Грегорі дуже схожа структурою на антену Кассегрена. Відмінність у тому, що допоміжний відбивач викривлений у протилежний бік. Конструкція Грегорі може використовувати менший за розмірами допоміжний відбивач у порівнянні з антеною Кассегрена, внаслідок чого перекривається менша частина променя.

Офсетна (асиметрична) антена

Як випливає з назви, випромінювач та допоміжний відбивач (якщо це антена Грегорі) у офсетної антени зміщені від центру основного відбивача, щоб не блокувати промінь. Така схема часто використовується на параболічних антенах та антенах Грегорі для підвищення ефективності.

Антена Кассегрена з плоскою фазовою пластиною

Ще одна схема, призначена для боротьби з блокуванням променя допоміжним відбивачем, - це антена Кассегрена з плоскою пластиною. Вона працює з урахуванням поляризації хвиль. У електромагнітної хвилі є 2 компоненти, магнітна та електрична, що завжди знаходяться перпендикулярно один одному і напрямку руху. Поляризація хвилі визначається орієнтацією електричного поля, вона буває лінійною (вертикальною/горизонтальною) або круговою (круговою або еліптичною, закрученою по або проти годинникової стрілки). Найцікавіше в поляризації - це поляризатор, або процес фільтрації хвиль, що залишає лише хвилі, поляризовані в одному напрямку або в одній площині. Зазвичай поляризатор виготовляють із матеріалу з паралельним розташуванням атомів, або це може бути грати з паралельних проводів, відстань між якими менша, ніж довжина хвилі. Часто приймається, що відстань має бути приблизно половину довжини хвилі.

Поширена помилка полягає в тому, що електромагнітна хвиля і поляризатор працюють схожим чином з тросом, що коливається, і дощатим парканом - тобто, наприклад, горизонтально поляризована хвиля повинна блокуватися екраном з вертикальними щілинами.

Насправді електромагнітні хвилі поводяться не так, як механічні. Решітка з паралельних горизонтальних проводів повністю блокує і відбиває горизонтально поляризовану радіохвилю і пропускає вертикально поляризовану - і на оборот. Причина наступна: коли електричне поле, або хвиля, паралельні дроту, вони збуджують електрони за довжиною дроту, і оскільки довжина дроту багаторазово перевищує його товщину, електрони можуть легко рухатися і поглинають більшу частину енергії хвилі. Рух електронів призведе до появи струму, а струм створить хвилі. Ці хвилі погасять хвилі передачі і будуть поводитися як відбиті. З іншого боку, коли електричне поле хвилі перпендикулярне дротам, воно збуджуватиме електрони по ширині дроту. Оскільки електрони не зможуть активно рухатися таким чином, відбиватиметься дуже мала частина енергії.

Важливо відзначити, що, хоча на більшості ілюстрацій у радіохвиль всього 1 магнітне та 1 електричне поле, це не означає, що вони осцилюють строго в одній площині. Насправді можна уявляти, що електричні та магнітні поля складаються з кількох підполів, що складаються векторно. Наприклад, у вертикально поляризованої хвилі з двох підполів результат додавання їх векторів вертикальний. Коли два підполя збігаються по фазі, електричне поле, що результує, завжди буде стаціонарним в одній площині. Але якщо одне з підполів повільніше за інше, тоді результуюче поле почне обертатися навколо напрямку руху хвилі (це часто називають еліптичною поляризацією). Якщо одне підполе повільніше за інших рівно на чверть довжини хвилі (фаза відрізняється на 90 градусів), то ми отримаємо кругову поляризацію:

Для перетворення лінійної поляризації хвилі в кругову поляризацію і назад необхідно уповільнити одне з підполів щодо інших рівно на чверть довжини хвилі. Для цього найчастіше використовуються грати (чвертьхвильова фазова пластина) з паралельних проводів з відстанню між ними в 1/4 довжини хвилі, розташованих під кутом 45 градусів до горизонталі.
У хвилі, що проходить через пристрій, лінійна поляризація перетворюється на кругову, а кругова – на лінійну.

Антенна Кассегрена, що працює за цим принципом, з плоскою фазовою пластиною складається з двох відбивачів рівного розміру. Допоміжний відображає лише хвилі з горизонтальною поляризацією і пропускає хвилі з вертикальною поляризацією. Основний відбиває всі хвилі. Пластина допоміжного відбивача розташовується перед основним. Він складається з двох частин - це пластина з щілинами, що йдуть під кутом в 45 °, і пластина з горизонтальними щілинами шириною менше 1/4 довжини хвилі.

Припустимо, опромінювач передає хвилю з круговою поляризацією проти годинникової стрілки. Хвиля проходить через чвертьхвильову пластину і перетворюється на хвилю з горизонтальною поляризацією. Вона відбивається від горизонтальних проводів. Вона знову проходить через чвертьхвильову пластину, вже з іншого боку, і для неї дроти пластини орієнтовані вже дзеркально, тобто ніби повернені на 90 °. Попередня зміна поляризації скасовується, так що хвиля знову набуває кругової поляризації проти годинникової стрілки і йде назад до основного відбивача. Відбивач змінює поляризацію з годинникової стрілки, що йде проти годинника, що йде по годинниковій. Вона проходить через горизонтальні щілини допоміжного відбивача без опору і йде у бік цілей вертикально поляризованої. У режимі прийому відбувається навпаки.

Щілинна антена

Хоча в описаних антен досить велике посилення по відношенню до розміру апертури, у всіх них є загальні недоліки: велика сприйнятливість по бічних пелюстках (схильність до відбитків від земної поверхні, що заважають, і чутливість до цілей з низькою ефективною площею розсіювання), зменшення ефективності через блокування променя (проблема з блокуванням є у малих радарів, які можна використовувати на літаючих апаратах; великі радари, де проблема з блокуванням менша, не можна використовувати в повітрі). У результаті було придумано нову схему антени – щілинна. Вона виконана у вигляді металевої поверхні, зазвичай плоскої, в якому прорізані отвори або щілини. Коли її опромінюють на потрібній частоті, електромагнітні хвилі випускаються з кожного слота - тобто, слоти виступають у ролі окремих антен і формують масив. Оскільки промінь, що йде з кожного слота, слабкий, їх бічні пелюстки також дуже малі. Щілинні антени характеризуються високим посиленням, малими бічними пелюстками та малою вагою. Вони можуть бути виступаючі частини, що у ряді випадків є важливим перевагою (наприклад, при встановленні на літальних апаратах).

діаграма спрямованості

Пасивна фазована антенна решітка (ПФАР)

Радар із МІГ-31

З ранніх часів створення радарів розробників переслідувала одна проблема: баланс між точністю, дальністю та часом сканування радара. Вона виникає від того, що у радарів з більш вузькою шириною пучка підвищується точність (збільшується роздільна здатність) і дальність за тієї ж потужності (концентрація потужності). Але що менше ширина пучка, то довше радар сканує все поле зору. Більше того, радару з великим посиленням будуть потрібні антени більшого розміру, що незручно для швидкого сканування. Для досягнення практичної точності на низьких частотах радару знадобилися б настільки величезні антени, що їх важко було б повертати з механічної точки зору. Для вирішення цієї проблеми була створена пасивна фазована антенна решітка. Вона покладається не так на механіку, але в інтерференцію хвиль управління променем. Якщо дві або більше хвиль одного типу осцилируют і зустрічаються в одній точці простору, сумарна амплітуда хвиль складається приблизно так, як складаються хвилі на воді. Залежно від фаз цих хвиль інтерференція може посилювати чи послаблювати їх.

Промінь можна формувати і керувати ним електронним способом, контролюючи різницю фаз групи передавальних елементів - таким чином можна контролювати, в яких місцях відбувається інтерференція, що посилює або послаблює. З цього випливає, що в радарі літака для управління променем з боку в бік має бути не менше двох елементів, що передають.

Зазвичай радар з ПФАР складається з 1 опромінювача, одного МШУ (підсилювача малошумного), одного розподільника потужності, 1000-2000 передавальних елементів і рівної кількості фазообертачів.

Передавальними елементами можуть бути ізотропні або спрямовані антени. Деякі типові види передавальних елементів:

На перших поколіннях винищувачів найчастіше використовувалися патч-антени (смужкові антени), оскільки їх найпростіше розробляти.

Сучасні масиви з активною фазою використовують жолобкові випромінювачі через їх широкосмугові можливості та покращене посилення:

Незалежно від типу використовуваної антени збільшення кількості випромінюючих елементів покращує характеристики спрямованості радара.

Як відомо, при однаковій частоті радара збільшення апертури призводить до зменшення ширини пучка, що збільшує дальність і точність. Але у фазованих ґрат не варто збільшувати відстань між випромінюючими елементами у спробі збільшення апертури та зменшення вартості радара. Оскільки відстань між елементами більша, ніж робоча частота, можуть з'являтися побічні пелюстки, що помітно погіршують ефективність радара.

Найважливіша і найдорожча частина ПФАР – фазообертачі. Без них неможливо керувати фазою сигналу та напрямком променя.

Вони бувають різних видів, але загалом їх можна поділити на чотири типи.

Фазообертачі з тимчасовою затримкою

Найпростіший тип фазообертачів. Сигналу на проходження лінії передачі потрібен час. Ця затримка, що дорівнює фазовому зсуву сигналу, залежить від довжини лінії передачі, частоти сигналу і фазової швидкості сигналу в матеріалі, що передає. Перемикаючи сигнал між двома або більше лініями передачі заданої довжини, можна керувати фазовим зсувом. Перемикаючі елементи – це механічні реле, pin-діоди, польові транзистори або мікроелектромеханічні системи. pin-діоди часто використовуються через високу швидкість, низькі втрати і прості ланцюги зміщення, що забезпечують зміну опору від 10 кОм до 1 Ом.

Затримка, с = фазовий зсув ° / (360 * частота, Гц)

Їх недолік у збільшенні фазової помилки зі збільшенням частоти та збільшення розміру зі зменшенням частоти. Також зміна фази змінюється залежно від частоти, тому занадто малих і великих частот вони непридатні.

Відбивний/квадратурний фазообертач

Зазвичай це квадратурний пристрій зв'язку, що розділяє вхідний сигнал на два сигнали, що розрізняються по фазі на 90°, потім відбиваються. Потім вони комбінуються фазою на виході. Ця схема працює завдяки тому, що відображення сигналу від провідних ліній можуть бути зміщені по фазі по відношенню до падаючого сигналу. Зсув по фазі змінюється від 0 ° (відкритий ланцюг, нульова ємність варактора) до -180 ° (ланцюг закорочена, ємність варактора нескінченна). Такі фазообертачі володіють широким діапазоном роботи. Однак фізичні обмеження варакторів призводять до того, що на практиці зсув фази може досягати тільки 160°. Але для більшого зсуву можна комбінувати кілька таких ланцюгів.

Векторний IQ-модулятор

Так само, як і у відбивного фазообертача, тут сигнал поділяється на два виходи з 90-градусним зміщенням фази. Вхідна фаза без усунення називається I-каналом, а квадратура з 90-градусним усуненням називається Q-каналом. Потім кожен сигнал проходить через двофазний модулятор, здатний зрушувати фазу сигналу. Кожен сигнал піддається зсуву фази на 0 або 180, що дозволяє вибрати будь-яку пару квадратурних векторів. Потім два сигнали рекомбінуються. Оскільки згасання обох сигналів можна контролювати, у сигналу, що виходить, контролюється не тільки фаза, але і амплітуда.

Фазообертач на фільтрах верхніх/нижніх частот

Був виготовлений для вирішення проблеми фазообертачів з тимчасовою затримкою, не здатних працювати на великому діапазоні частот. Працює шляхом перемикання шляху сигналу між фільтрами верхніх та нижніх частот. Схожий на фазер з тимчасовою затримкою, тільки замість ліній передачі використовуються фільтри. Фільтр верхніх частот складається з послідовності індукторів та конденсаторів, що забезпечують випередження по фазі. Такий фазообертач забезпечує постійний зсув фази в діапазоні робочих частот. Також його розмір набагато менше, ніж у попередніх перерахованих фазообертачів, тому він найчастіше використовується в радарах.

Якщо підсумувати, то в порівнянні зі звичайною антеною, що відображає, основними перевагами ПФАР будуть: висока швидкість сканування (збільшення кількості відстежуваних цілей, зменшення ймовірності виявлення станцією попередження про опромінення), оптимізація часу знаходження на цілі, високе посилення і малі бічні пелюстки (важче виявити), випадкова послідовність сканування (важче заглушити), можливість використовувати спеціальні техніки модуляції та виявлення для отримання сигналу з шуму. Основні недоліки – висока вартість, неможливість сканування ширше за 60 градусів завширшки (поле зору стаціонарного фазового масиву – 120 градусів, механічний радар може розширити його до 360).

Активна фазована антенна решітка

Зовні АФАР (AESA) та ПФАР (PESA) відрізнити складно, але всередині вони кардинально різняться. ПФАР використовує один або два високопотужні підсилювачі, що передає один сигнал, який потім ділиться на тисячі шляхів для тисяч фаз і елементів. Радар з АФАР складається із тисячі модулів прийому/передачі. Оскільки передавачі знаходяться безпосередньо у самих елементах, у нього немає окремих приймача та передавача. Відмінності в архітектурі представлені на зображенні.

У АФАР більшість компонентів, таких, як підсилювач слабких сигналів, підсилювач великої потужності, дуплексор, фазообертач зменшені і зібрані в одному корпусі під назвою модуля прийому/передачі. Кожен із модулів є невеликим радаром. Архітектура їх наступна:

Хоча АФАР (AESA) та ПФАР (PESA) використовують інтерференцію хвиль для формування та відхилення променя, унікальний дизайн АФАР дає багато переваг у порівнянні з ПФАР. Наприклад, підсилювач слабкого сигналу перебуває поруч із приймачем, до компонентів, де губиться частина сигналу, у нього ставлення сигнал/шум краще, ніж в ПФАР.

Більш того, при рівних можливостях виявлення у АФАР менше робочий цикл та пікова потужність. Також оскільки окремі модулі АФАР не покладаються на один підсилювач, вони можуть одночасно передавати сигнали з різними частотами. В результаті АФАР може створювати кілька окремих променів, розділяючи масив на підмасив. Можливість працювати на кількох частотах приносить багатозадачність і здатність розгортати системи радіоелектронного придушення будь-де по відношенню до радару. Але формування надто великої кількості одночасних променів зменшує дальність дії радара.

Дві головні недоліки АФАР – висока вартість та обмеженість поля зору 60 градусами.

Гібридні електронно-механічні фазовані антенні решітки

Дуже висока швидкість сканування ФАР поєднується з обмеженням зору. Для вирішення цієї проблеми на сучасних радарах ФАР розташовуються на рухомому диску, що підвищує поле зору. Не варто плутати поле зору із шириною пучка. Ширина пучка відноситься до променя радара, а поле зору - загальний розмір простору, що сканується. Вузькі пучки часто потрібні для поліпшення точності та дальності дії, а вузьке поле зору зазвичай не потрібне.

Теги: Додати теги

у закритому режимі при їх поширенні між паралельними металевими пластинами можна визначити відстань між виступами; d 0 (рис, 5.12), їх довжину 1(/і товщину - \ - ., \ ^

На рис. 5.13 та 5.14 показані приклади, конструктивного виконання хвилеводно-щілинних нерезонансних

антен з похилими щілинами на вузькій стінці хвилеводу при живленні антени прямокутним хвилеводом (рис. 5.13) та з поздовжніми щілинами на широкій стінці при живленні коаксіальним кабелем (рис. 5.14).

Приклад конструктивного виконання хвилеводно-щілинної антени з електромеханічним хитанням променя (зі знімною верхньою щілинною стінкою) наведено на рис. 5.15. Призначення окремих елементів антени вказано на тому ж малюнку.

На рис. 5.1-6,а показаний один з варіантів двовимірної хвилеводно-щілинної антени [Л 11], що складається з восьми паралельних алюмінієвих хвилеводів, у кожному з яких прорізано десять гантельних щілин. Гантельні щілини в порівнянні зі звичайними прямокутними мають більшу смугу пропускання [ЛО 9]. Особливістю антени є те, що парні та непарні хвилеводи живляться з різних боків за допомогою дільників потужності та весь розкрив використовується для формування чотирьох променів, схема розташування яких у просторі показана пунктиром на рис. 5.16,6, Такі антени застосовуються, наприклад * у літакових допплерівських автономних навігаційних пристроях, призначених для визначення швидкості та кута зносу літака.

Набір з декількох лінійних хвилеводно-щілинних антен, розташованих по утворюючій конічній частині літального апарату (рис. 5.17) / може використовуватися для формування необхідної форми діаграми спрямованості [ЛО 7].

Для захисту від атмосферних опадів і пилу розкрив хвилеводно-щілинної антени повинен бути закритий діелектричною пластиною або ж вся випромінююча система повинна бути поміщена в радіопрозорий обтічник. /у.-"-; ;7 ";;>■-■

5.9. Зразковий порядок^ розрахунку хвилеводно-щілинних

При розробці або проектуванні щілинних антен вихідними даними можуть бути:

Ширина ДН у двох головних площинах або в одній

20q 5 і рівень бічних пелюсток;

Коефіцієнт спрямованої дії £) 0;

Амплітудне:або амплітудно-фазовий розподіл по/антені та число випромінювачів N; діапазон частот

Зупинимося на порядку розрахунку для наступних двох варіантів:

Варіант 1. Задано амплітудне розподіл розкриття антени і число випромінювачів N.

Варіант 2. Встановлено ширину діаграми спрямованості в одній або двох головних площинах та рівень бічного випромінювання.

Спочатку вибирається тип хвилеводно-щілинної антени. Якщо задано кутове положення головного максимуму ДН 0 ГЛ \І антена повинна забезпечити роботу в смузі частот, вибирають нерезонансну антену. Якщо ж за завданням на проектування антена вузькосмугова, але повинна мати високе значення к. п. д. - краще резонансна антена.

Варіант 1. При заданому законі зміни амплітуд з розкриття антени спочатку визначається відстань між випромінювачами d у вибраному для побудови антени хвилеводі даного діапазону частот: У резонансній антені з переміннофазними щілинами В нерезонансної антени величина d може бути обрана двояким образом. Якщо задано положення головного максимуму ДН у просторі 6 №, то за формулою (5.26) знаходиться необхідна величина rf. Якщо ж кут Егл не заданий, то відстань між випромінювачами вибирається d^"k B /2 і притому так, щоб на крайніх частотах заданого діапазону не було резонансного збудження антени [формула (5.22)]: Далі розрахунок ведеться в наступному порядку.

Ц З урахуванням загальної еквівалентної схеми антени (див. рис. 5.8,6) розраховують еквівалентні нормовані провідності g n (або опору г п) всіх N щілин антени (див. § 5,4).

2. Знаючи величину gv або г п/з: формул табл. 5.1 (§ 5.2) визначають зсув центру щілин щодо середини широкої стінки хвилеводу, або кут їх нахилу 6 в бічній стінці.

Р 3. Розрахувавши провідність випромінювання щілини у хвилеводі (тобто зовнішню провідність), f за відомим значенням потужності на вході, (у разі передавальної антени) визначають напругу в пучності щілини U m [формула (5.3)], а отже, та ширину щілини di [формула (5.4)].

4. При відомому місці щілин на стінці хвилеводу та їх ширині за даними § 5.2 знаходять резонансну довжину щілин у хвилеводі.

5. Обчислюють ДН антени (див. § 5.7) ^ її к. н. д. і к. в.

Варіант 2. Спочатку знаходять відстань між випромінювачами аналогічно до першого варіанту розрахунку. Потім вибирають амплітудне розподіл по антені, забезпе-

10* 147 початківець ДН із заданим рівнем бічних пелюсток. Далі за відомим тепер амплітудним розподілом знаходять довжину антени (відповідно і кількість випромінювачів), що забезпечує необхідну ширину ДН на рівні 0,5 потужності (табл. 5.2 § 5.7). Подальший розрахунок збігається із пп. 1-5 попереднього варіанта розрахунку.

Крім електричного розрахунку власне антени розраховують лінію живлення і збудник, підбирають необхідний тип обертового зчленування, коли це потрібно за завданням на проектування, і визначають його основні характеристики.

Література

Г. К ю н PV Мікрохвильові антени. ТЕР. с; ньому. за ред. М. П. Долуханова. Вид-во «Суднобудування», 1967.

"2. Піє о л к ор с А. А. Загальна теорія дифракційних антен. ЖТФ, 1944, т. XIV, № 12, ЖТФ, 1946, т. XVI, (Nb 1.

3. «Посібник з курсового проектування антен». ВЗЕЙС, 1967.

4. Я ц у к Л. П., З мирна Н. ! В. Внутрішні провідності нерезонансних щілин у прямокутному хвилеводі. «Известия вузів», Радіотехніка, 1967, т. X, 4.

"5. Вещ"Нікова І. Е., Єв трой і в Г. А. Теорія узгоджених щілинних випромінювачів. «Радіотехніка та електроніка», 1965, т. X, № Щ

6. Єв с т р. о і о в Г. А., Ц а р а п к ин С. А, Дослідження хвилеводно-щілинних антен: з ідентичними резонансними випромінювачами. «Радіотехніка та електроніка», 1965, т. X, № 9.

7. Є в ст р о п о Г. А., Ц а р a ilk і н С. "А: Розрахунок хвилево"дно-щілинних антен з урахуванням взаємодії випромінювачів по основній хвилі. «Радіотехніка і електроніка», 1966, т. XI, № 5.

8. Шубарін Ю. В. Антени надвисоких частот. Вид-во Харківського університету, 1960.

9. «Скануючі антенні системи НВЧ», т. I. Пер. з англ., за ред. Г. Т. Маркова та А. Ф. Чапліна. Вид-во «Радянське радіо», 1966.

10. Ш й р м а н Я. Д. Радіовбловоди та об'ємні резонатори. Зв'язоквидав, 1959.

11. Різник Г. Б. Літакні антени. Вид-во «Радянське радіо», 1962.

РУПОРНІ АНТЕННИ Ший

6.1. Основні характеристики рупорних антен

Хвильово-рупорні антени є найпростішими антенами сантиметрового діапазону хвиль.

Вони можуть формувати діаграми спрямованості шириною від 100 - 140 ° (при розкритті спеціальної форми) до 10-520 ° в пірамідальних рупорах. Можливість подальшого звуження діаграми рупора обмежується необхідністю різкого збільшення його довжини.

Хвильововодно-рупорні антени є широкосмуговими пристроями та забезпечують приблизно півторне перекриття по діапазону. Можливість зміни робочої частоти в ще більших межах обмежується збудженням і поширенням вищих типів хвиль у живильних хвилеводах. Коефіцієнт корисної дії рупора високий (близько 100%). Рупорні антени,прості у виготовленні. Порівняно невелике ускладнення (включення до хвилеводного тракту фазуючої секції) забезпечує створення поля з круговою поляризацією.

Недоліками рупорних антен є: а) громіздкість конструкції, обмежуючи можливість отримання вузьких діаграм спрямованості; б) труднощі в регулюванні амплітудно-фазового розподілу поля в розкриві, які обмежують можливість зниження рівня бічних пелюсток та створення діаграм спрямованості спеціальної форми.

Рупорні випромінювачі можуть застосовуватися як самостійні антени або, так само як і відкриті кінці хвилеводів, як елементи більш складних антенних пристроїв. Як самостійні антени рупори використовуються в радіорелейних лініях, станціях метеослужби, дуже широко в радіовимірювальній апаратурі, а також в деяких станціях спеціального призначення. Широко – використовуються невеликі рупори. і відкриті кінці хвилеводів як опромінювачі

параболічних дзеркал та лінз. Опромінювачі у вигляді ліній- ки рупорів або відкритих, кінців хвилеводів можуть бути використані для формування діаграм спрямованості спеціальної форми, керованих діаграм або, наприклад, використання одного і того ж параболоїда для створення олівцевої і косекансної] діаграм! спрямованості. Чотирьохрупорний або восьмирупорний випромінювач може застосовуватися при: Моноімпульсному способі пеленгації. З цією ж метою можуть бути використані секторальні рупори з вищими. : типами хвиль (#ю, Нщ #зо). Для формування вузьких діаграм спрямованості можуть бути і з п 6 л ь з ов ані двомірні решітки, сставлені з відкритих кінців хвилеводів або, невеликих рупорів. Можливо; побудова плоских або опуклих фазованих решіток.

Параграф 6.2-6.9 присвячені розгляду мето- щ. розрахунку рупорних випромінювачів У параграфах 6.10-6.12 викладено деякі особливості проектування рупорно-хвильововодних фазованих решіток.

6.2. Метод розрахунку

Розрахунок рупорних антен заснований на результатах їхнього аналізу, тобто спочатку орієнтовно задаються; геометричними розмірами антени, а потім визначають її електричні параметри. Якщо розміри вирдні невдало, то розрахунок повторюється знову.

Поле випромінювання рупорної антени; як і всіх антен НВЧ, визначається наближеним методом. Сутність наближення; полягає в тому, що незважаючи на зв'язок між полем всередині і поза рупором, внутрішнє завдання, що вирішують зовнішньої, і отримані з. цього

Розв'язання значення поля в площині розкриття рупору використовують для вирішення зовнішньої задачі [ДО 1, ЛВ 13].

Амплітудне розподіл поля в розкриві рупора приймається таким же, як у хвилеводі, що живить його. Наприклад, . при збудженні.;, рупора прямокутним волноводом З хвилею # 10, вздовж осі Х- (що проходить в площині Н) розподіл амплітуди поля, косинусоїдальний, а вздовж осі Y (проходить, в площині Е) амплітудне розподіл рівномірне. У зв'язку з тим, що фронт хвилі в рупорі не залишається плоским, а трансформується в циліндричний в секторіальному; рупорі і в сферичний в пірамідальному і конічному, то фаза поля по розкрію; змінюється за квадратичним законом.

Описані амплітудні та фазові розподіли поля по розкриттю є наближеними. Деяке уточнення дає облік відображення від розкриття хоча б лише основного типу хвилі. При цьому треба мати на увазі, що коефіцієнт відображення Р зменшується із збільшенням розкриття.

Діаграма спрямованості рупорної антени за відомим полем у розкриві може розраховуватися методом хвильової оптики на основі принципу Гюйгенса та формули Кірхгофа [ЛО 13, JIO 11, J10 1]. Застосування формули Кірхгофа до електромагнітного поля не є суворим. Поруч авторів було внесено уточнення, що враховують особливості електромагнітного поля антени. Через це у літературі до розрахунку діаграми спрямованості є кілька різних, але схожих друг на друга формул, які дають близькі результати. Розрахункові формули будуть наведені нижче у § 6.5. Маючи вираз для діаграми спрямованості, можна знайти коефіцієнт спрямованої дії антени^ залежність ширини діаграми спрямованості від розмірів розкривають інші характеристики антени.

6.3. Вибір геометричних розмірів рупора та хвилеводного випромінювача

Рупорна антена (рис; 6.1) складається з рупора I, хвилеводу та збуджуючого пристрою 3

Якщо генератор, що живить антену * має коаксіальний вихід, то збудження антенного хвилеводу 2 здійснюється найчастіше штирем, розповсюдженим пер - пендикулярно широкої стінці j хвилеводу, збудження до штиря підводиться коаксіальним кабелем. Якщо генератор, що живить антену, має Волноводний вихід, то фідерний тракт виконується зазвичай у вигляді прямокут-нігб хвилеводу з хвилею Н 10 . Хвильоводний фідер безпосередньо переходить у хвилевід 2, що збуджує рупор. Розрахунок збудливого пристрою у вигляді; несиметричного штиря буде наведено у наступному параграфі.

Вибір розмірів хвилеводу

Вибір розмірів поперечного перерізу прямокутного хвилеводу а і b проводиться з умови поширення в хвилеводі тільки основного типу хвилі #ю:

Співвідношення (6.1) представлено на графіку рис. 6.2 який може бути використаний для знаходження розмірів а. Розмір Ь повинен задовольняти умові b

Наведемо деякі міркування щодо розрахунку зондового перекладу (див. рис. 6.3).

Вхідний опір штиря у хвилеводі, як і несиметричного вібратора у вільному просторі, є у випадку комплексною величиною. Активна частина вхідного опору залежить: переважно від довжини штиря, реактивна - від довжини і товщини. На відміну від вільного простору вхідний опір штиря в хвилевбді залежить від структури поля в хвилеводі поблизу штиря.

Розрахунок; Реактивна складова вхідного опору дає неточні результати і проводити його не має сенсу. Для забезпечення узгодження реактивна складова вхідного опору має дорівнювати нулю. Активну складову вхідного опору можна вважати рівною опору Випромінювання штиря у хвилеводі Вона повинна; бути рівн!

Опір випромінювання штиря в прямокутному хвилеводі в режимі хвиля, що біжить, визначається наступним співвідношенням:

Ще наявності відбитої хвилі в прямокутному; хвилеводі опір штиря дещо змінюється:-

хвильовому опору фідера.

реактивних частин провідностей праворуч і ліворуч від штиря, а саме:

У наведених формулах прийнято такі позначення: а і ЬЩ-розміри поперечного перерізу хвилеводу; Х - положення штиря на широкій -, стен.ке хвилеводу, частіше; всього штир розташовується у середині широкої стінки, т. е. Xi = a/2; Zi.-- відстань від штиря до стінки хвилеводу, що закорочує; гщ-відстань від штиря до найближчого вузла напруги; к. б. в. - коефіцієнт хвилі, що біжить у хвилеводі; Х^ф-довжина хвилі в хвилеводі; р в -4 хвильовий опір хвилеводу

/г д - діюча висота штиря в хвилі

воді, геометрична висота якого /, визначається за формулою

Задаючись величинами х і можна за формулами (6.18), (6.19) і (6.21) знайти висоту штиря /, при якій виходить необхідне /? У х.

Для повного узгодження у конструкціях повинні передбачатися два органи регулювання. Наприклад, можна регулювати висоту штиря / і положення стінки, що закорочує, в хвилеводі U (див. рис. 6.3) або розміри k і S (див. рис. 6.4,6). У ряді випадків для спрощення конструкції обмежуються однією; регулюванням і допускають деяке * неузгодженість в живильному коаксіалі.

6.5. Розрахунок коефіцієнта відображення

Відображення в рупорної антени виникає у двох перерізах: у розкриві рупора (1) і його горловині (Г 2).

Розглянемо коротко кожен із коефіцієнтів відображення. Коефіцієнт відбиття від розкриття Т\ є | комплексним величиною; його модуль та фаза залежать від розмірів розкриття. Суворе рішення задачі для відкритого кінця хвилеводу, затиснутого між двома нескінченними площинами, проведене Вайнштейном Л. А.; дозволяє встановити, что.модуль коефіцієнта відбиття зменшується зі збільшенням розмірів розкриття, а фаза наближається до нуля.

Приблизно модуль коефіцієнта відображення від розкриття для основного типу хвилі може бути визначений із співвідношення

Постійне поширення у прямокутному хвилеводі, г поперечний переріз якого дорівнює розкриву рупора;/" д*// г: . ? \ ^

Постійне поширення в круглому хвилеводі, діаметр якого дорівнює діаметру розкриття конічного рупора.

Коефіцієнт відбиття по довжині рупора від розкриття до горловини змінюється не тільки по фазі, але і по амплітуді. При розмірах розкриття в кілька довжин

Коефіцієнт відбиття fi від відкритого кінця прямокутного хвилеводу (23X10) мм 2 на хвилі 3,2 см, експериментально вимірюваний, дорівнює

Розглянемо коефіцієнт відбиття від горловини рупора Г 2 .

При визначенні коефіцієнта Р 2 передбачається, що

в рупорі встановилася хвиля, що біжить. Завдання вирішується методом зшивання полів у місці з'єднання хвилеводу

Вибір розмірів рупора

Розміри розкриття пірамідального або секторіального рупора а р і Ь р (див. рис. 6.1) вибираються за необхідною шириною діаграми спрямованості у відповідній площині або к. н. буд.

Ширина діаграми спрямованості пов'язана з розмірами розкриття a v і b v наступними співвідношеннями: