Theoretischer Teil

1. Zweck und Merkmale von Hohlleiter-Schlitzantennen

Die Waveguide-Slot-Antenne (WSA) gehört zur Klasse der linearen (flachen) Multielementantennen. Die strahlenden Elemente solcher Antennen sind Schlitze, die in die Wände von Wellenleitern, Hohlraumresonatoren oder Metallbasen von Streifenleitungen geschnitten sind. In der Praxis werden VSCHA mit einem im Raum fixierten Richtungsmuster (DP) sowie VSCHA mit mechanischer, elektromechanischer und elektrischer Abtastung verwendet.

Zu den Vorteilen von VSCHA gehören:

Das Fehlen hervorstehender Teile, wodurch ihre Strahlungsfläche mit der Außenfläche des Flugzeugkörpers kombiniert werden kann, ohne dass zusätzlicher Luftwiderstand entsteht;

Ein relativ einfaches spannendes Gerät und einfach zu bedienen.

Der Hauptnachteil von VSCHA sind die eingeschränkten Reichweiteneigenschaften. Wenn sich die Frequenz in einem nicht scannenden VSC ändert, weicht der Strahl von der angegebenen Position im Raum ab, was mit einer Änderung der Breite des Musters und einer Verletzung der Koordination der Antenne mit der Speiseleitung einhergeht.

2. Grundparameter des Schlitzes im Wellenleiter

Ein in einen Wellenleiter geschnittener Schlitz wird erregt, wenn seine breite Seite Ströme kreuzt, die entlang der Innenwände fließen. Beim Aufbau eines VSC auf Basis eines rechteckigen Hohlleiters mit der Hauptwelle H 10 ist zu berücksichtigen, dass in der breiten Wand des Hohlleiters Längs- und Querkomponenten des Oberflächenstroms vorhanden sind, in der schmalen Wand jedoch nur quer. In breite und schmale Wände des Hohlleiters können Schlitze eingeschnitten werden.

Betrachten wir einen Schlitz, der sich auf der breiten Wand des Wellenleiters in Längsrichtung relativ zur axialen (mittleren) Linie der breiten Wand befindet (Abb. 1).

Eine solche Lücke wird durch die Querkomponente des Stroms angeregt, wenn sie relativ dazu verschoben wird Mittellinie im Abstand x 1. Bei x 1 =0 gibt es keine Strahlung aus dem Spalt. Durch Ändern der Größe der Spaltverschiebung x 1 kann die Intensität seiner Strahlung angepasst werden.

Wenn der Schlitz durch entlang der Innenwände des Wellenleiters fließende Ströme erregt wird, wird elektromagnetische Energie sowohl in den Außenraum als auch in den Wellenleiter abgestrahlt. Um den Betrieb des Spalts zu analysieren, werden die Konzepte der äußeren und inneren Leitfähigkeit des Spalts eingeführt, die durch die äußere bzw. innere Strahlung des Spalts bestimmt werden. Wenn man die Werte dieser Leitfähigkeiten kennt, ist es möglich, die Resonanzfrequenz von Schlitzen unterschiedlicher Länge zu bestimmen und ihre Abhängigkeit von der Position an der Wand des Wellenleiters zu verfolgen.

Bekanntlich stört ein in einen Wellenleiter geschnittener Schlitz dessen Funktionsweise und führt zu einer Energiereflexion: Ein Teil davon wird abgestrahlt, der Rest wandert weiter entlang des Wellenleiters. Wir können also davon ausgehen, dass der Schlitz als Last für den Wellenleiter dient, über den ein Teil der der Strahlungsleistung entsprechenden Leistung abgeführt wird. Um die Analyse zu vereinfachen, können Sie daher den Wellenleiter durch eine äquivalente Zweidrahtleitung ersetzen, in die Lasten je nach Schlitztyp parallel oder in Reihe geschaltet werden (ein Längsschlitz entspricht einer Parallelschaltung, ein Querschlitz). Steckplatz entspricht einer seriellen Verbindung).

3. Sorten von VSCHA

Nach dem Funktionsprinzip des VSC unterscheidet man zwischen resonanten und nichtresonanten Hohlleiter-Schlitzantennen.

Bei Resonanzantennen wird der Abstand zwischen benachbarten Schlitzen gleich l B (gleichphasig mit dem Wellenleiterfeld verbundene Schlitze) oder l B /2 (gleichphasig mit dem Wellenleiterfeld verbundene Schlitze) gewählt, wobei l B die Wellenlänge in ist den Hohlleiter und installieren Sie am Ende des Hohlleiters einen Kurzschlusskolben. Resonanzantennen sind also in Phase und daher stimmt die Richtung ihrer maximalen Strahlung mit der Normalen zur Längsachse der Antenne überein. Die gleichphasige Anregung von Längsschlitzen, die sich auf unterschiedlichen Seiten relativ zur Mittellinie befinden, wird durch eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180° gewährleistet, die durch entgegengesetzte Ströme auf beiden Seiten der Axiallinie der breiten Wand des Wellenleiters verursacht wird.

Die Resonanzantenne kann in einem relativ schmalen Frequenzband gut an die Speiseleitung angepasst werden. Da nicht jeder Schlitz separat an den Wellenleiter angepasst ist, summieren sich tatsächlich alle von den Schlitzen reflektierten Wellen am Antenneneingang in Phase und der Reflexionskoeffizient des Systems wird groß. Daher verzichten sie üblicherweise auf die Gleichtaktanregung einzelner Schlitze und wählen den Abstand zwischen ihnen d¹l V /2.

Ein charakteristisches Merkmal der so erhaltenen nichtresonanten Hohlleiter-Schlitzantenne (NVSA) ist ein breiteres Frequenzband, innerhalb dessen eine gute Anpassung erfolgt, da Einzelreflexionen bei einer großen Anzahl von Emittern nahezu vollständig kompensiert werden. Der Unterschied zwischen dem Spaltabstand und l B /2 führt jedoch zu deren phasenverschobener Anregung durch die einfallende Welle und einer Abweichung der Richtung des Hauptstrahlungsmaximums von der Normalen zur Antennenachse. Um Reflexionen am Ende des Wellenleiters zu vermeiden, wird normalerweise eine Abschlusslast installiert.

Wie oben erwähnt, verfügt NVShchA über einen ziemlich großen Bereich über eine gute Koordination mit dem Feeder. Die Ausnahme ist der Fall, wenn d»l B /2; in diesem Fall addieren sich die reflektierten Wellen gleichphasig und der Wanderwellenkoeffizient (TWC) im Wellenleiter fällt stark ab. Diese Art der Änderung des BV, wenn sich der Abstand zwischen den Schlitzen dem Wert l B /2 nähert, wird als Normaleffekt bezeichnet.

Der Nachteil von NVShCHA besteht darin, dass es einen kleineren Koeffizienten als Resonanzantennen hat. nützliche Aktion(um sie zu erhöhen, sollte die Intensität der Anregung der Schlitze erhöht werden) und nicht entfernbare Amplitudenverzerrungen (um sie zu reduzieren, sollte die Intensität der Anregung der Schlitze verringert werden). Darauf aufbauend muss die Intensität der Anregung unter Kompromissüberlegungen gewählt werden.

4. Eigenschaften von Antennen zur Doppler-Messung von Flugzeuggeschwindigkeit und Driftwinkel (DISS-Antennen)

Die Aufgabe, den wahren Standort eines Flugzeugs im Weltraum zu bestimmen, wenn es meteorologischen Faktoren ausgesetzt ist, kann gelöst werden, wenn die Längs- und Querkomponenten seiner Geschwindigkeit bekannt sind. Diese Größen werden üblicherweise indirekt durch Messung von Dopplerfrequenzen bestimmt. Es ist bekannt, dass ein Funksignal mit der Frequenz f, das von einem Objekt (z. B. einem Flugzeug), das sich mit der Geschwindigkeit V im Raum bewegt, reflektiert wird, eine zusätzliche Frequenzerhöhung erhält

,

Dabei ist a der Winkel zwischen dem Geschwindigkeitsvektor und der radialen Richtung des Flugzeugs. Das Vorzeichen des Doppler-Inkrements ist positiv, wenn sich das Objekt auf die Radioquelle zubewegt, und negativ, wenn sich das Objekt von ihr wegbewegt.

DISS-Antennen ermöglichen durch die Messung von Doppler-Komponenten die Bestimmung der Längs- und Quergeschwindigkeit des Flugzeugs sowie der Geschwindigkeit seiner Bewegung in vertikaler Richtung. Solche Antennen bilden vier Strahlen, wie in Abb. 2 dargestellt.

Da die Doppler-Komponenten durch die Bewegung des Flugzeugs mit einer bestimmten Geschwindigkeit in den vorderen und hinteren Strahlen entstehen anderes Zeichen, und die zufälligen (Interferenz-)Komponenten in ihnen sind ungefähr gleich, dann ist es durch Subtrahieren der Signale des zweiten Strahlpaars von den Signalen des ersten Paars möglich, die Interferenz zu kompensieren und somit die Genauigkeit zu erhöhen Messung der Flugzeuggeschwindigkeit.

Antennen zur Doppler-Messung von Flugzeuggeschwindigkeit und Driftwinkel werden häufig auf Basis von VSCHA-Arrays aufgebaut. Zum Schutz vor Niederschlag und Staub wird die Öffnung der Antennenarrays mit einer dielektrischen Platte abgedeckt oder das gesamte Strahlungssystem in einem funktransparenten Radom untergebracht.

Antennenhohlleiterschlitz-Doppler

5. Berechnung von VShchA

5.1 Berechnung der breiten Wand des Wellenleiters

Lösen wir das Gleichungssystem, aus dem wir a und lcr finden.

und es muss so gewählt werden, dass die Wellenlänge im Wellenleiter 0,9 der kritischen Wellenlänge beträgt.

5.2 Berechnung des Abstands zwischen den Schlitzen d, nehmen Sie μmax = -20 Grad, d wird durch Lösen der Gleichung ermittelt.

Es entsteht ein kurzgeschlossener Viertelwellenabschnitt einer Zweidrahtleitung. Aufgrund seines hohen Eingangswiderstands ist es nicht möglich, dass Ströme zur Außenhülle des Abzweigs abzweigen. Da der Widerstand zwischen den Punkten „a“ und „b“ hoch ist, sind die Arme des Vibrators bei der Strahlungsfrequenz trotz der galvanischen Verbindung zwischen ihnen elektrisch isoliert. Die Kanten der Schlitze werden üblicherweise verbreitert, um eine Anpassung der Wellenimpedanz des Speisers an die Eingangsimpedanz des Vibrators sicherzustellen.

			λ /2					U-Bogen (Abb. 3.20). Das
								gebogen	koaxialer Einspeiser
								Länge λ /2,	an das interne Pro-
								dessen Wasser angeschlossen ist
								Vibratorschultern. Extern
								Das Futterfach zum Füttern der Schultern ist nicht vorhanden
								verwendet und geerdet. Auf der-
								Spannungen und Ströme an den Punkten „a“ und
			λ /2					„b“ sind gleich groß und entgegengesetzt
								sind je nach Bedarf gegenphasig
								Verfügbar für symmetrisch
Antennenstromversorgung. Außer							Symmetrie		U-Knie reduziert

Die Eingangsimpedanz des Vibrators beträgt das Vierfache. In dieser Hinsicht ist es praktisch, den Pistelkors-Schleifenvibrator, dessen Eingangsimpedanz 300 Ohm beträgt, mit einer Standardeinspeisung mit ρ f = 75 Ohm zu versorgen.

3. 2. Schlitzantennen

3.2.1. Arten von Schlitzantennen. Merkmale ihres Designs

Eine Schlitzantenne ist ein schmaler, eingeschnittener Schlitz Metalloberfläche Schirm, Resonatorgehäuse oder Wellenleiter. Schlitzbreite d<<λ , длина обычно близка к половине волны. Щели прорезаются так, чтобы они пересекали линии поверхностного тока, текущего по внутренней стенке волновода или резонатора (рис. 3.21). Возможны различные положения щелей (см. рис. 3.21): поперечная (1), продольная (2), наклонная (3), и разнообразные их формы: прямолинейные, уголковые, гантельные, крестообразные (рис. 3.22).

Ein hochfrequenter Oberflächenstrom, der den Spalt durchquert, induziert wechselnde Ladungen (Spannung) an seinen Rändern und auf der Rückseite (Außenseite).

Es ist nicht die Oberfläche, an der Ströme angeregt werden. Das elektrische Feld im Spalt und Ströme an der Oberfläche sind Strahlungsquellen und bilden sich im Raum

		elektromagnetisches Feld.
			Das einfachste
		Sind
		in verschiedenen Größen mit Schlitz,
		Resonatorschlitz
		und Wellenleiter-Spalt
			Erregung
		Halbwellenspalte im Ex-
			durchgeführt in
		Meter		Reichweite
		symmetrisch verwenden
		Zweidrahtleitung und

und in Dezimeter - über eine koaxiale Übertragungsleitung. Dabei wird der Außenleiter an einer Kante des Schlitzes angeschlossen, der Innenleiter an der anderen. Um die Übertragungsleitung an die Antenne anzupassen, wird der Einspeisepunkt von der Mitte des Schlitzes an seinen Rand verschoben. Eine solche Antenne kann in beide Hemisphären strahlen. Im Zentimeterbereich und dem angrenzenden Teil des Dezimeterbereichs werden Resonator- und Hohlleiter-Schlitzantennen eingesetzt (siehe Abb. 3.21, 3.22). Bei koaxialen Wellenleitern werden nur Quer- oder Schrägspalte angeregt, bei rechteckigen Wellenleitern sind verschiedene Schlitzplatzierungsmöglichkeiten möglich (siehe Abb. 3.21).

Die Breite des Schlitzes beeinflusst den aktiven und reaktiven Teil des Eingangswiderstands. Beide Anteile nehmen mit zunehmender Spaltbreite zu. Um Xin zu kompensieren, ist es daher erforderlich, die Länge des Schlitzes zu reduzieren (zu verkürzen). Eine Erhöhung von Rin führt zu einer Erweiterung der Bandbreite der Schlitzantenne. Typischerweise wird die Schlitzbreite d im Bereich (0,03...0,15)λ gewählt. Um die Bandbreite weiter zu erweitern, kommen Hantelschlitze und spezielle Designs spannender Geräte zum Einsatz.

Die Wahl der Schlitzbreite wird neben der Reichweite auch von der Bedingung zur Sicherstellung der elektrischen Festigkeit beeinflusst. Die Konzentration elektrischer Ladungen an den Spalträndern führt zu lokalen Überspannungen und der Entstehung elektrischer Spannungen

wobei E ü max die elektrische Feldstärke am Schwingungsbauch ist. Mit E ü max = E break (Durchbruchspannung, für trockene Luft E break = 30 kV/m) ergibt sich

d min= U ы max/ E pr.

In der Praxis wählen Sie d ≥ K spare d min, wobei K spare =2…4 der Reservekoeffizient ist

Schlitze mit komplexeren Formen als rechteckigen können als Kombinationen einfacher Formen betrachtet werden. Mit ihnen werden elektromagnetische Wellen mit den erforderlichen Polarisationseigenschaften erzeugt. Mit einem kreuzförmigen Schlitz können Sie beispielsweise eine Antenne mit elliptischer und zirkularer Polarisation erhalten. Die Drehrichtung hängt von der Richtung der Verschiebung des Schlitzes gegenüber der Achse der breiten Wand des Wellenleiters ab.

Schlitzantennen zeichnen sich durch einfaches Design, hohe Zuverlässigkeit und das Fehlen hervorstehender Teile aus, was den Einsatz in Flugzeug- und Bodenantennensystemen als eigenständige Antennen, Einspeisungen für komplexe Antennensysteme und Elemente von Antennenarrays ermöglicht.

3.2.2. Einzelsteckplatz. Pistelkors‘ Prinzip der Dualität

Betrachten wir die Eigenschaften und Parameter der sogenannten idealen Schlitzantenne, d.h. ein einzelner Schlitz, der in einen perfekt leitenden Flachbildschirm geschnitten ist. Die Berechnung des Feldes einer solchen Antenne anhand der Gleichungen der Elektrodynamik bereitet erhebliche Schwierigkeiten. Es wird stark vereinfacht, wenn wir das von Pistelkors 1944 formulierte Prinzip der Dualität verwenden. Dieses Prinzip basiert auf der permutationalen Dualität der Maxwellschen Gleichungen, die aus der Theorie des elektromagnetischen Feldes bekannt ist. Für eine Lücke haben diese Gleichungen die Form:

Wenn das Sieb entfernt und der Schlitz durch einen idealen Flachvibrator mit den gleichen Abmessungen wie der Schlitz (Abb. 3.23) und mit der gleichen Stromverteilung wie die Spannungsverteilung entlang des Schlitzes ersetzt wird (ein äquivalenter Vibrator, der vom Sieb abgeschnitten ist). den Spalt bilden), dann wird das von ihnen emittierte Feld auch so sein

wird Maxwells Gleichungen erfüllen

rotHr B = iωε 0 EB ,

rotEB = − iωμ 0 H B ,

aber unter anderen Randbedingungen:

anstelle des Bildschirms - E τ

≠ 0, H τ = 0 ; am Vibrator - E τ B = 0, H τ B ≠ 0. (3.29)

Durch den Vergleich der Randbedingungen des Schlitzes (3.27) und des äquivalenten Vibrators (3.29) können wir nachweisen, dass die Strukturen des elektrischen Feldes in der Nähe des Schlitzes und des magnetischen Feldes in der Nähe des Vibrators übereinstimmen. Die Randbedingungen für den Ersatzvibrator ergeben sich aus den Randbedingungen für den Schlitz durch Umordnung von E ↔ H. Unter Berücksichtigung des oben Gesagten können wir für das vollständige Feld im gesamten Raum schreiben:

E r = C 1 H B , H = C 2 E B ,

wobei C 1 und C 2 konstante Koeffizienten sind.

In der Praxis werden meist Halbwellenspalte verwendet. In diesem Fall ist die Amplitude des elektrischen Feldes im Spalt unabhängig von der Anregungsmethode in der Mitte maximal und nimmt zu den Rändern hin ab, d. h. entspricht dem Gesetz der Stromverteilung in einem Halbwellenvibrator. Für einen schmalen Schlitz (dünner Vibrator) können die Randbedingungen und damit die konstanten Koeffizienten wie folgt ausgedrückt werden:

Spannung in der Mitte des Schlitzes U 0 und Strom in der Mitte des Vibrators I 0 (siehe Abb. 3.23):

	U 0 , H				Woher kommt C = 2 U 0?

Dann wird der erste Ausdruck in (3.31) umgeschrieben als:

E =			H.B.

Das auf Schlitzantennen angewendete Dualitätsprinzip lässt sich also wie folgt formulieren: Das elektrische Feld einer Schlitzantenne fällt bis zu einem konstanten Faktor mit dem Magnetfeld eines zusätzlichen Vibrators zusammen, der die gleichen Abmessungen wie der Schlitz hat und mit diesem übereinstimmt Amplitudenverteilung.

Dies bedeutet, dass die EMK des Schlitzes und des entsprechenden Vibrators unterschiedlich sind

untereinander nur durch Drehung der entsprechenden Vektoren E r ы und E B um 90°,

H r sch und H B .

Unter Anwendung des Dualitätsprinzips können wir für die Strahlungsmuster schreiben:

F u (θ ) H = F B (θ ) E ;

F u(θ) E = F B (θ) H,

wobei F sch (θ ) H , F sch (θ ) E – normalisierte DN-Lücken in den entsprechenden Ebenen H und E sind

verantwortlich; F B (θ ) H , F B (θ ) E sind die entsprechenden normalisierten Muster des Halbwellenvibrators.

Wenn der Winkel θ von der Normalen zur Spaltebene gemessen wird, wird das Strahlungsmuster des Halbwellenspalts gemäß Gleichung (3.33) in der Form geschrieben:

	cos(π sinθ )
F ы(θ ) H =				F ы (θ )E = 1.y				Bildschirmmaße vorhanden
					DN-Form und ihre Unter-
					beheben
					Flugzeuge.

Der Widerstand des Schlitzes sowie des Vibrators ist komplex und hängt von seinen Abmessungen (Länge 2l und Breite d) ab. Die Werte von Rw in und X w in werden für verschiedene Werte von l /λ berechnet und in Form von Diagrammen in Referenz- und Lehrliteratur angegeben. Die reaktive Komponente der Lücke ist kapazitiver Natur. Der Spalt kann jedoch auch durch Verkürzen angepasst werden. Der Verkürzungsgrad wird nach folgender Formel berechnet:

							ln(2λ π d )

Wie aus (3.35) folgt, werden breitere Schlitze um einen größeren Betrag verkürzt.

Der Eingangswiderstand des Schlitzes hängt vom Eingangswiderstand des ihn ergänzenden Vibrators ab. Es ist bequemer, diese Beziehung anhand der komplexen Eingangsspaltleitfähigkeit auszudrücken:

Z Inv

(60π )2

Somit wird die Eingangsleitfähigkeit der Lücke durch den Ausdruck bestimmt

(60π )2

wobei ρ A = 120 ln

− 0,577

Wellenimpedanz des Schlitzes.

π d

Komplexer Eingangsleitwert eines Halbwellenschlitzes

Radiomagazin, Nummer 9, 1999.

Der ausländischen Amateurfunkliteratur zufolge ist die Skelettschlitzantenne bei Frequenzen über 20 MHz beliebt. Der veröffentlichte Artikel versucht, die Frage zu beantworten, inwieweit der in der Literatur angegebene Richtungskoeffizient der Realität entspricht.

In Büchern über UKW-Antennen wurde die sogenannte Skeleton-Slot-Antenne immer wieder beschrieben, und ausnahmslos alle Veröffentlichungen berichteten über ihre sehr hohen Parameter, den großen Richtkoeffizienten (DA), das breite Frequenzband und die einfache Abstimmung. Die Idee der Antenne wurde bereits 1949 von J. Ramsey vorgeschlagen, ihr Aufbau ist in Abb. 1 dargestellt,ausgeliehen von . Das aktive Element der Antenne besteht aus drei parallelen Halbwellendipolen, die in drei Ebenen übereinander angeordnet sind.

Um die Größe der Antenne zu verringern, werden die Enden des oberen und unteren Dipols rechtwinklig zum mittleren Dipol gebogen und mit diesem verbunden. Das ist es, was sie begeistert. Der mittlere Dipol wird geteilt ausgeführt und mit einer passenden Viertelwellen-Zweidrahtleitung verbunden, die auch zur Halterung des Reflektors dient. Der Reflektor ist wie ein Wellenkanal in Form eines Einzelvibrators ausgebildet, dessen elektrische Länge etwas größer als eine Halbwelle ist. Die Abmessungen der Antenne in Wellenlängen und die Werte des Verkürzungskoeffizienten k, abhängig vom Durchmesser der Leiter (Röhren) d, sind in Abb. dargestellt. 1. Durch Verschieben des Einspeisepunkts XX entlang der Zweidrahtleitung können Sie die Eingangsimpedanz der Antenne von Null (in der Nähe des Reflektors) auf etwa 400 Ohm (am Punkt YY in der Nähe des aktiven Elements) ändern.

Die Stromverteilung im aktiven Element ist in Abb. dargestellt. 2. Es ist zu erkennen, dass die Bäuche (Maxima) des Stroms genau in der Mitte der horizontalen Teile des Elements liegen und ein dreistöckiges Gleichphasensystem bilden. In den vertikalen Teilen des aktiven Elements sind die Ströme klein und aufeinander zu gerichtet. Darüber hinaus gibt es hier vier Stromknoten, sodass von den vertikalen Teilen keine Fernfeldstrahlung ausgeht. Erinnern wir uns daran, dass in der Fernzone das Strahlungsmuster der Antenne fast vollständig ausgebildet ist. Der Abstand zur Fernzone beträgt mehrere Wellenlängen. Je höher die Antenneneffizienz, desto höher ist sie.

Das aktive Element einer Skeleton-Slot-Antenne kann auch als zwei Quadrate betrachtet werden, kombiniert mit einer Seite und Speisepunkten. Allerdings ist der Umfang des aktiven Elements der Skeleton-Slot-Antenne im Vergleich zu zwei Quadraten voller Größe etwas kleiner, was wahrscheinlich auf den Verkürzungseffekt der Kapazität zwischen den vertikalen Leitern des Elements zurückzuführen ist. Eine ähnliche Antenne wurde von K. Kharchenko vorgeschlagen, jedoch werden darin zwei Quadrate aus den Ecken gespeist und mit Speisepunkten kombiniert.

Eine einfache Skelettschlitzantenne hat einen Reflektor, der nicht effizient genug ist. Dieser Nachteil kann beseitigt werden, indem der Reflektor genauso konstruiert wird wie das aktive Element (in Form der gleichen dreistöckigen Struktur aus Vibratoren). Zwischen den Elementen können keine Zweidrahtleitungen mehr verlegt werden, aber niemand macht sich die Mühe, sie in der Ebene jedes Elements zu einem Punkt mit Nullpotential in der Mitte des unteren Horizontalvibrators zu ziehen.

Was nach dieser Änderung passiert, ist in Abb. dargestellt. 3. Die Abmessungen der Elemente selbst bleiben gleich und der Abstand zwischen aktivem Element und Reflektor verringert sich auf 0,18. Diese Antenne hat noch einen weiteren Vorteil. Durch Verschieben von Kurzschlussbrücken entlang der Zweidrahtleitungen können die Elemente auf die gewünschte Frequenz eingestellt werden, und durch Verschieben der Reflektorbrücke lässt sich die Antenne ganz einfach auf maximale Effizienz bzw. Vorwärts-Rückwärts-Strahlungsverhältnis abstimmen.

Für eine solche Zwei-Element-Antenne, beschrieben in [und], wird ein ungewöhnlich hoher Wirkungsgrad von 14...16 dB angegeben! Wenn das zweite der genannten Bücher keine seriöse Veröffentlichung wäre, dann könnte man immer noch aufgeben und diese Zahl nicht ernst nehmen. Aber dieses Buch ist insgesamt sehr gut und enthält fast keine Fehler. Der Autor konnte natürlich nicht alle darin enthaltenen Konstruktionen testen. Wenn es sich also um einen Fehler handelt, ist er bereits früher in einigen anderen Veröffentlichungen aufgetaucht und es ist jetzt schwierig, die Originalquelle zu finden. Es ist ganz klar, dass ein gleichphasiges Vibratorsystem eine höhere Effizienz bieten sollte als ein einzelner Vibrator, aber die Frage ist: Wie viel? Obwohl auf S. 100 und es wird angegeben, dass die Antenne „... tatsächlich eine dreistöckige Inphase-Antenne mit sechs Elementen ist“, aber die Vibratoren liegen ziemlich nahe beieinander und sind auch verkürzt. Dies führt zwangsläufig zu einer Effizienzminderung. Es gab also mehr Fragen als Antworten. Darüber hinaus planten dem Autor bekannte Funkamateure den Bau einer solchen Antenne für den 10-Meter-Bereich und waren bereit, Geld für das Material auszugeben, was heutzutage nicht billig ist!

Um eine klare und präzise Antwort auf die Frage nach dem Richtfaktor zu erhalten, wurde ein Experiment im 432-MHz-Bereich durchgeführt. Die Elemente wurden gemäß Abb. gebogen. 3 Stück Kupferlackdraht mit einem Durchmesser von 1,5 mm, die Anschlüsse sind verlötet und die Außenleiter an den Stellen, an denen die Schließbrücken angebracht und das Kabel angeschlossen sind, abisoliert. Die gesamte Struktur wurde auf einem Holzrahmen aus trockenen, dünnen Lamellen montiert. Das Stromkabel verlief von den Steckdosen entlang des zweiadrigen Außenleiters, an den das Geflecht angeschlossen war, vertikal nach unten und wurde direkt mit dem Ausgang des Normsignalgenerators verbunden. Der Feldindikator war ein Halbwellendipol mit einem Detektor und einem Mikroamperemeter. Es befand sich auf einem Stativ in einer Entfernung von mehreren Metern von der Antenne. Die Antenne war außerdem auf einem primitiven Drehstativ montiert, was es ermöglichte, ihre Ausrichtung zu ändern.

Die Antenne ließ sich recht einfach und schnell abstimmen, eben auf maximale Strahlung in die Hauptrichtung. Bei den angegebenen Abmessungen bei einer Frequenz von 432 MHz ergaben sich für die abgestimmte Antenne folgende Abstände der Schließbrücken von der Basis der Zweidrahtleitungen: für den Reflektor - 43 mm, für das aktive Element - 28 mm. Der Abstand zum Anschlusspunkt des 50-Ohm-Kabels betrug 70 mm.

Bei Einstellung auf maximale Richtwirkung wird eine kleine Rückkeule erkannt. Durch Verstellen des Reflektors kann dieser nahezu vollständig unterdrückt werden. Es gab keine Seitwärts-, Auf- oder Abstrahlung.

Der Wirkungsgrad, oder genauer gesagt der Gewinn der Antenne, gleich dem Produkt aus Wirkungsgrad und Wirkungsgrad, wurde wie folgt bestimmt: Auf dem Indikator wurde dann anstelle des von der Antenne in der Hauptrichtung erzeugten Signalpegels notiert Antenne, ein Halbwellendipol, der sich am selben Punkt im Raum befand, wurde an das Stromkabel angeschlossen. Der Signalpegel vom Generator stieg ausreichend an, um auf dem Indikator die gleichen Messwerte zu erhalten. Die vom Generatordämpfer gemessene Signalpegeländerung entspricht numerisch dem Gewinn der Antenne relativ zum Halbwellendipol. Für diese Antenne ergab sich ein Wert von 7 dBd. Im Vergleich zu einem isotropen (omnidirektionalen) Sender sind es 2,15 dB mehr und etwa 9,2 dBi.

Achten Sie bei der Bezeichnung von Dezibel auf die Buchstaben d und i – in der Antennenliteratur ist es üblich, auf diese Weise anzugeben, relativ zu welchem ​​Emitter die Richtwirkung gemessen wird. Die Breite des Strahlungsmusters bei halber Leistung betrug etwa 60° in der horizontalen Ebene (in Azimut) und etwa 90° in der vertikalen Ebene (in Elevation). Mit diesen Daten kann die Richtwirkung auf eine weitere Art berechnet werden: Der Raumwinkel, in den die Antenne strahlt, ist gleich dem Produkt der linearen Winkel, die der Breite des Diagramms entsprechen und im Bogenmaß ausgedrückt werden. Wir erhalten einen Wert von etwa 1,5 Steradianten. Gleichzeitig strahlt eine isotrope Antenne in einem Raumwinkel von 4 bzw. 12,6 Steradianten ab. Die Richtwirkung ist per Definition das Verhältnis dieser Raumwinkel und beträgt 12,6/1,5 = 8,4 oder 9,2 dBi.

Nachdem der Autor eine so gute Übereinstimmung zwischen den mit den beiden Methoden ermittelten Richtwerten erzielt hatte, kam er zu dem Schluss, dass nichts mehr zu messen sei, und war mit leichter Enttäuschung erneut davon überzeugt, dass in der Antennentechnik keine Wunder geschehen. Dennoch funktioniert die Antenne sehr gut und liefert trotz ihrer geringen Abmessungen (330x120x120 mm im 432-MHz-Bereich) einen sehr ordentlichen Gewinn.

• Übersetzung

Der Artikel zur Übersetzung wurde von alessandro893 vorgeschlagen. Das Material stammt von einer umfangreichen Referenzseite und beschreibt insbesondere die Funktionsprinzipien und das Design von Radargeräten.

Eine Antenne ist ein elektrisches Gerät, das Elektrizität in Radiowellen umwandelt und umgekehrt. Die Antenne wird nicht nur in Radargeräten, sondern auch in Störsendern, Strahlungswarnsystemen und Kommunikationssystemen eingesetzt. Beim Senden bündelt die Antenne die Energie des Radarsenders und formt einen in die gewünschte Richtung gerichteten Strahl. Beim Empfang sammelt die Antenne die in den reflektierten Signalen enthaltene zurückkommende Radarenergie und überträgt sie an den Empfänger. Antennen variieren häufig in Strahlform und Effizienz.

Links – isotrope Antenne, rechts – Richtantenne

Dipolantenne

Eine Dipolantenne oder Dipol ist die einfachste und beliebteste Antennenklasse. Besteht aus zwei identischen Leitern, Drähten oder Stäben, meist mit bilateraler Symmetrie. Bei Sendegeräten wird Strom zugeführt, bei Empfangsgeräten wird ein Signal zwischen den beiden Antennenhälften empfangen. Beide Seiten der Zuleitung am Sender bzw. Empfänger sind mit einem der Leiter verbunden. Dipole sind Resonanzantennen, das heißt, ihre Elemente dienen als Resonatoren, in denen stehende Wellen von einem Ende zum anderen wandern. Die Länge der Dipolelemente wird also durch die Länge der Radiowelle bestimmt.

Richtungsmuster

Dipole sind Rundstrahlantennen. Aus diesem Grund werden sie häufig in Kommunikationssystemen eingesetzt.

Antenne in Form eines asymmetrischen Vibrators (Monopol)

Eine asymmetrische Antenne ist die Hälfte einer Dipolantenne und wird senkrecht zur leitenden Oberfläche, einem horizontalen reflektierenden Element, montiert. Die Richtwirkung einer Monopolantenne ist doppelt so hoch wie die einer Dipolantenne mit doppelter Länge, da unter dem horizontalen reflektierenden Element keine Strahlung vorhanden ist. In dieser Hinsicht ist der Wirkungsgrad einer solchen Antenne doppelt so hoch und sie ist in der Lage, Wellen mit der gleichen Sendeleistung weiter zu übertragen.

Richtungsmuster

Wellenkanalantenne, Yagi-Uda-Antenne, Yagi-Antenne

Richtungsmuster

Eckantenne

Ein Antennentyp, der häufig bei VHF- und UHF-Sendern verwendet wird. Es besteht aus einem Strahler (dies kann ein Dipol oder ein Yagi-Array sein), der vor zwei flachen, rechteckigen reflektierenden Bildschirmen montiert ist, die in einem Winkel von normalerweise 90° verbunden sind. Ein Metallblech oder ein Gitter (für Niederfrequenzradargeräte) kann als Reflektor dienen und so das Gewicht reduzieren und den Windwiderstand verringern. Eckantennen haben eine große Reichweite und der Gewinn beträgt etwa 10-15 dB.

Richtungsmuster

Logarithmisch-periodische (logarithmisch-periodische) Vibratorantenne oder logarithmisch-periodische Anordnung symmetrischer Vibratoren

Eine logarithmisch-periodische Antenne (LPA) besteht aus mehreren Halbwellen-Dipolstrahlern mit allmählich zunehmender Länge. Jedes besteht aus einem Paar Metallstäben. Die Dipole sind eng hintereinander angeordnet und parallel mit entgegengesetzten Phasen an die Einspeisung angeschlossen. Diese Antenne sieht der Yagi-Antenne ähnlich, funktioniert aber anders. Das Hinzufügen von Elementen zu einer Yagi-Antenne erhöht deren Richtwirkung (Verstärkung), und das Hinzufügen von Elementen zu einer LPA erhöht deren Bandbreite. Ihr Hauptvorteil gegenüber anderen Antennen ist ihr extrem großer Betriebsfrequenzbereich. Die Längen der Antennenelemente verhalten sich nach einem logarithmischen Gesetz zueinander. Die Länge des längsten Elements beträgt die Hälfte der Wellenlänge der niedrigsten Frequenz und die Länge des kürzesten Elements beträgt die Hälfte der Wellenlänge der höchsten Frequenz.

Richtungsmuster

Helix-Antenne

Eine Wendelantenne besteht aus einem spiralförmig verdrillten Leiter. Sie werden normalerweise über einem horizontalen reflektierenden Element montiert. Der Feeder ist mit der Unterseite der Spirale und der horizontalen Ebene verbunden. Sie können in zwei Modi arbeiten – normal und axial.

Normaler (Quer-)Modus: Die Helixabmessungen (Durchmesser und Neigung) sind klein im Vergleich zur Wellenlänge der übertragenen Frequenz. Die Antenne funktioniert auf die gleiche Weise wie ein kurzgeschlossener Dipol oder Monopol mit demselben Strahlungsmuster. Die Strahlung ist linear parallel zur Spiralachse polarisiert. Dieser Modus wird in kompakten Antennen für tragbare und mobile Funkgeräte verwendet.

Axialmodus: Die Abmessungen der Spirale sind vergleichbar mit der Wellenlänge. Die Antenne arbeitet als Richtantenne und sendet den Strahl vom Ende der Spirale entlang ihrer Achse. Sendet Radiowellen mit zirkularer Polarisation aus. Wird häufig für die Satellitenkommunikation verwendet.

Richtungsmuster

Rhombische Antenne

Eine Diamantantenne ist eine Breitband-Richtantenne, die aus ein bis drei parallelen Drähten besteht, die über dem Boden in Form einer Raute befestigt sind und an jedem Scheitelpunkt von Türmen oder Masten getragen werden, an denen die Drähte mithilfe von Isolatoren befestigt sind. Alle vier Seiten der Antenne sind gleich lang, normalerweise mindestens gleich lang oder länger. Wird häufig zur Kommunikation und zum Betrieb im Dekameterwellenbereich verwendet.

Richtungsmuster

Zweidimensionales Antennenarray

Multielement-Anordnung von Dipolen, die in den HF-Bändern (1,6–30 MHz) verwendet werden und aus Reihen und Spalten von Dipolen bestehen. Die Anzahl der Reihen kann 1, 2, 3, 4 oder 6 betragen. Die Anzahl der Spalten kann 2 oder 4 betragen. Die Dipole sind horizontal polarisiert und hinter der Dipolanordnung ist ein reflektierender Schirm angebracht, um einen verstärkten Strahl bereitzustellen. Die Anzahl der Dipolsäulen bestimmt die Breite des Azimutstrahls. Bei 2 Säulen beträgt die Strahlbreite ca. 50°, bei 4 Säulen 30°. Der Hauptstrahl kann um 15° oder 30° geneigt werden, um eine maximale Abdeckung von 90° zu erreichen.

Die Anzahl der Reihen und die Höhe des untersten Elements über dem Boden bestimmen den Höhenwinkel und die Größe der versorgten Fläche. Eine Anordnung aus zwei Reihen hat einen Winkel von 20° und eine Anordnung aus vier Reihen hat einen Winkel von 10°. Die Strahlung eines zweidimensionalen Arrays nähert sich der Ionosphäre normalerweise in einem leichten Winkel und wird aufgrund ihrer niedrigen Frequenz häufig zur Erdoberfläche zurückreflektiert. Da Strahlung zwischen der Ionosphäre und dem Boden viele Male reflektiert werden kann, ist die Wirkung der Antenne nicht auf den Horizont beschränkt. Daher wird eine solche Antenne häufig für die Fernkommunikation verwendet.

Richtungsmuster

Hornantenne

Eine Hornantenne besteht aus einem expandierenden hornförmigen Metallwellenleiter, der Radiowellen in einem Strahl sammelt. Hornantennen verfügen über einen sehr breiten Betriebsfrequenzbereich; sie können mit einer 20-fachen Lücke in ihren Grenzen arbeiten – beispielsweise von 1 bis 20 GHz. Der Gewinn variiert zwischen 10 und 25 dB und sie werden häufig als Speisung für größere Antennen verwendet.

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Parabolantenne

Eine der beliebtesten Radarantennen ist der Parabolreflektor. Die Einspeisung erfolgt im Brennpunkt der Parabel und die Radarenergie wird auf die Oberfläche des Reflektors gerichtet. Am häufigsten wird eine Hornantenne als Einspeisung verwendet, es können jedoch auch eine Dipol- und eine Wendelantenne verwendet werden.

Da sich die punktförmige Energiequelle im Fokus befindet, wird sie in eine Wellenfront mit konstanter Phase umgewandelt, wodurch sich die Parabel gut für den Einsatz im Radar eignet. Durch Veränderung der Größe und Form der reflektierenden Oberfläche können Strahlen und Strahlungsmuster unterschiedlicher Form erzeugt werden. Die Richtwirkung von Parabolantennen ist viel besser als die von Yagi- oder Dipolantennen; der Gewinn kann 30-35 dB erreichen. Ihr größter Nachteil besteht darin, dass sie aufgrund ihrer Größe nicht in der Lage sind, niedrige Frequenzen zu verarbeiten. Eine andere Sache ist, dass der Strahler einen Teil des Signals blockieren kann.

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Cassegrain-Antenne

Eine Cassegrain-Antenne ähnelt stark einer herkömmlichen Parabolantenne, verwendet jedoch ein System aus zwei Reflektoren, um den Radarstrahl zu erzeugen und zu fokussieren. Der Hauptreflektor ist parabolisch und der Hilfsreflektor ist hyperbolisch. Der Strahler befindet sich in einem der beiden Brennpunkte der Hyperbel. Die Radarenergie des Senders wird vom Hilfsreflektor auf den Hauptreflektor reflektiert und fokussiert. Die vom Ziel zurückkehrende Energie wird vom Hauptreflektor gesammelt und in Form eines Strahls reflektiert, der an einem Punkt auf den Hilfsreflektor konvergiert. Anschließend wird es von einem Hilfsreflektor reflektiert und an der Stelle gesammelt, an der sich der Strahler befindet. Je größer der Hilfsreflektor ist, desto näher kann er am Hauptreflektor sein. Dieses Design verringert die axialen Abmessungen des Radars, erhöht jedoch die Abschattung der Apertur. Ein kleiner Hilfsreflektor hingegen verringert die Abschattung der Öffnung, muss jedoch vom Hauptreflektor entfernt angebracht werden. Vorteile gegenüber einer Parabolantenne: Kompaktheit (trotz des Vorhandenseins eines zweiten Reflektors ist der Gesamtabstand zwischen den beiden Reflektoren geringer als der Abstand von der Einspeisung zum Reflektor einer Parabolantenne), reduzierte Verluste (der Empfänger kann nahe beieinander platziert werden). zum Hornstrahler), reduzierte Nebenkeulenstörungen für Bodenradare. Hauptnachteile: Der Strahl wird stärker blockiert (die Größe des Hilfsreflektors und der Einspeisung ist größer als die Größe der Einspeisung einer herkömmlichen Parabolantenne), funktioniert bei einem breiten Wellenbereich nicht gut.

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Antenne Gregory

Links ist die Gregory-Antenne, rechts die Cassegrain-Antenne

Die Gregory-Parabolantenne ist im Aufbau der Cassegrain-Antenne sehr ähnlich. Der Unterschied besteht darin, dass der Hilfsreflektor in die entgegengesetzte Richtung gekrümmt ist. Gregorys Design kann im Vergleich zu einer Cassegrain-Antenne einen kleineren Sekundärreflektor verwenden, was dazu führt, dass weniger Strahl blockiert wird.

Offset-Antenne (asymmetrisch).

Wie der Name schon sagt, sind der Sender und der Hilfsreflektor (wenn es sich um eine Gregory-Antenne handelt) einer Offset-Antenne von der Mitte des Hauptreflektors versetzt, um den Strahl nicht zu blockieren. Dieses Design wird häufig bei Parabol- und Gregory-Antennen verwendet, um die Effizienz zu steigern.

Cassegrain-Antenne mit flacher Phasenplatte

Ein weiteres Design zur Bekämpfung der Strahlblockierung durch einen Hilfsreflektor ist die Cassegrain-Flachplattenantenne. Es funktioniert unter Berücksichtigung der Polarisation von Wellen. Eine elektromagnetische Welle besteht aus zwei Komponenten, der magnetischen und der elektrischen, die immer senkrecht zueinander und zur Bewegungsrichtung stehen. Die Polarisation der Welle wird durch die Ausrichtung des elektrischen Feldes bestimmt, sie kann linear (vertikal/horizontal) oder kreisförmig (kreisförmig oder elliptisch, im oder gegen den Uhrzeigersinn verdreht) sein. Das Interessante an der Polarisation ist der Polarisator oder der Prozess des Filterns der Wellen, sodass nur Wellen übrig bleiben, die in einer Richtung oder Ebene polarisiert sind. Typischerweise besteht der Polarisator aus einem Material mit einer parallelen Anordnung von Atomen oder es kann sich um ein Gitter aus parallelen Drähten handeln, deren Abstand kleiner als die Wellenlänge ist. Oft wird davon ausgegangen, dass der Abstand etwa die halbe Wellenlänge betragen sollte.

Ein weit verbreitetes Missverständnis ist, dass die elektromagnetische Welle und der Polarisator auf ähnliche Weise wie ein oszillierendes Kabel und ein Bretterzaun funktionieren – das heißt, dass beispielsweise eine horizontal polarisierte Welle durch einen Schirm mit vertikalen Schlitzen blockiert werden muss.

Tatsächlich verhalten sich elektromagnetische Wellen anders als mechanische Wellen. Ein Gitter aus parallelen horizontalen Drähten blockiert und reflektiert eine horizontal polarisierte Radiowelle vollständig und überträgt eine vertikal polarisierte – und umgekehrt. Der Grund dafür ist folgender: Wenn ein elektrisches Feld oder eine Welle parallel zu einem Draht verläuft, regt es Elektronen entlang der Länge des Drahtes an, und da die Länge des Drahtes um ein Vielfaches größer ist als seine Dicke, können sich die Elektronen leicht bewegen und bewegen absorbieren den größten Teil der Energie der Welle. Durch die Bewegung von Elektronen entsteht ein Strom, der seine eigenen Wellen erzeugt. Diese Wellen löschen die Sendewellen aus und verhalten sich wie reflektierte Wellen. Wenn andererseits das elektrische Feld der Welle senkrecht zu den Drähten verläuft, regt es Elektronen über die gesamte Breite des Drahtes an. Da sich die Elektronen auf diese Weise nicht aktiv bewegen können, wird nur sehr wenig Energie reflektiert.

Es ist wichtig zu beachten, dass Radiowellen zwar in den meisten Abbildungen nur ein magnetisches Feld und ein elektrisches Feld aufweisen, dies jedoch nicht bedeutet, dass sie streng in derselben Ebene schwingen. Tatsächlich kann man sich vorstellen, dass elektrische und magnetische Felder aus mehreren Teilfeldern bestehen, die sich vektoriell addieren. Für eine vertikal polarisierte Welle aus zwei Teilfeldern ist das Ergebnis der Addition ihrer Vektoren beispielsweise vertikal. Wenn zwei Teilfelder in Phase sind, bleibt das resultierende elektrische Feld immer stationär in derselben Ebene. Wenn jedoch eines der Teilfelder langsamer ist als das andere, beginnt sich das resultierende Feld um die Richtung zu drehen, in der sich die Welle bewegt (dies wird oft als elliptische Polarisation bezeichnet). Wenn ein Teilfeld genau um eine Viertelwellenlänge langsamer ist als die anderen (die Phase unterscheidet sich um 90 Grad), dann erhalten wir eine zirkulare Polarisation:

Um die lineare Polarisation einer Welle in eine zirkulare Polarisation und zurück umzuwandeln, ist es notwendig, eines der Teilfelder gegenüber den anderen um genau ein Viertel der Wellenlänge abzubremsen. Hierzu wird am häufigsten ein Gitter (Viertelwellen-Phasenplatte) aus parallelen Drähten mit einem Abstand von 1/4 Wellenlänge verwendet, die in einem Winkel von 45 Grad zur Horizontalen angeordnet sind.
Bei einer Welle, die das Gerät passiert, wird die lineare Polarisation in eine zirkuläre und die zirkuläre in eine lineare umgewandelt.

Eine nach diesem Prinzip arbeitende Cassegrain-Antenne mit flacher Phasenplatte besteht aus zwei gleich großen Reflektoren. Das Hilfsgerät reflektiert nur horizontal polarisierte Wellen und überträgt vertikal polarisierte Wellen. Der Hauptspiegel reflektiert alle Wellen. Die Hilfsreflektorplatte befindet sich vor der Hauptreflektorplatte. Es besteht aus zwei Teilen – einer Platte mit Schlitzen, die in einem Winkel von 45° verlaufen, und einer Platte mit horizontalen Schlitzen, die weniger als 1/4 Wellenlänge breit sind.

Nehmen wir an, die Einspeisung sendet eine Welle mit zirkularer Polarisation gegen den Uhrzeigersinn. Die Welle durchläuft die Viertelwellenplatte und wird zu einer horizontal polarisierten Welle. Es wird von horizontalen Drähten reflektiert. Es durchläuft wiederum die Viertelwellenplatte auf der anderen Seite, und für sie sind die Plattendrähte bereits spiegelbildlich, also wie um 90° gedreht, ausgerichtet. Der bisherige Polarisationswechsel wird rückgängig gemacht, so dass die Welle wieder gegen den Uhrzeigersinn zirkular polarisiert wird und zum Hauptreflektor zurückläuft. Der Reflektor ändert die Polarisation von links nach rechts. Es durchdringt die horizontalen Schlitze des Hilfsreflektors ohne Widerstand und tritt vertikal polarisiert in Richtung der Ziele aus. Im Empfangsmodus geschieht das Gegenteil.

Schlitzantenne

Obwohl die beschriebenen Antennen im Verhältnis zur Aperturgröße einen relativ hohen Gewinn aufweisen, haben sie alle gemeinsame Nachteile: hohe Anfälligkeit für Nebenkeulen (Anfälligkeit für störende Reflexionen von der Erdoberfläche und Empfindlichkeit gegenüber Zielen mit geringer effektiver Streufläche), verringerte Effizienz aufgrund von Strahlblockierung (kleine Radargeräte, die in Flugzeugen verwendet werden können, haben ein Problem mit der Blockierung; große Radargeräte, bei denen das Problem mit der Blockierung geringer ist, können in der Luft nicht verwendet werden). Infolgedessen wurde ein neues Antennendesign erfunden – eine Schlitzantenne. Es besteht aus einer meist flachen Metalloberfläche, in die Löcher oder Schlitze geschnitten sind. Wenn es mit der gewünschten Frequenz eingestrahlt wird, werden von jedem Schlitz elektromagnetische Wellen abgestrahlt – das heißt, die Schlitze fungieren als einzelne Antennen und bilden ein Array. Da der von jedem Schlitz kommende Strahl schwach ist, sind auch ihre Nebenkeulen sehr klein. Schlitzantennen zeichnen sich durch hohen Gewinn, kleine Nebenkeulen und geringes Gewicht aus. Sie dürfen keine hervorstehenden Teile haben, was in manchen Fällen ein wichtiger Vorteil ist (z. B. beim Einbau in Flugzeuge).

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Passive Phased-Array-Antenne (PFAR)

Radar mit MIG-31

Seit den Anfängen der Radarentwicklung waren Entwickler mit einem Problem konfrontiert: dem Gleichgewicht zwischen Genauigkeit, Reichweite und Scanzeit des Radars. Dies liegt daran, dass Radare mit einer schmaleren Strahlbreite die Genauigkeit (höhere Auflösung) und die Reichweite bei gleicher Leistung (Leistungskonzentration) erhöhen. Doch je kleiner die Strahlbreite, desto länger scannt das Radar das gesamte Sichtfeld. Darüber hinaus erfordert ein Radar mit hoher Verstärkung größere Antennen, was für eine schnelle Abtastung unpraktisch ist. Um eine praktische Genauigkeit bei niedrigen Frequenzen zu erreichen, wären für das Radar Antennen erforderlich, die so groß sind, dass sie sich mechanisch nur schwer drehen lassen. Um dieses Problem zu lösen, wurde eine passive Phased-Array-Antenne entwickelt. Es beruht nicht auf Mechanik, sondern auf der Interferenz von Wellen, um den Strahl zu steuern. Wenn zwei oder mehr Wellen desselben Typs oszillieren und sich am selben Punkt im Raum treffen, addiert sich die Gesamtamplitude der Wellen in etwa auf die gleiche Weise wie Wellen auf dem Wasser. Abhängig von der Phase dieser Wellen können Interferenzen sie verstärken oder abschwächen.

Der Strahl kann elektronisch geformt und gesteuert werden, indem die Phasendifferenz einer Gruppe von Sendeelementen gesteuert wird – und so gesteuert wird, wo verstärkende oder schwächende Interferenzen auftreten. Daraus folgt, dass das Flugzeugradar über mindestens zwei Sendeelemente verfügen muss, um den Strahl von einer Seite zur anderen zu steuern.

Typischerweise besteht ein PFAR-Radar aus 1 Einspeisung, einem LNA (rauscharmer Verstärker), einem Leistungsverteiler, 1000–2000 Sendeelementen und einer gleichen Anzahl von Phasenschiebern.

Sendeelemente können isotrope oder gerichtete Antennen sein. Einige typische Arten von Übertragungselementen:

Bei den ersten Generationen von Kampfflugzeugen wurden am häufigsten Patchantennen (Streifenantennen) verwendet, da diese am einfachsten zu entwickeln waren.

Moderne aktive Phasenarrays verwenden aufgrund ihrer Breitbandfähigkeit und verbesserten Verstärkung Rillenemitter:

Unabhängig vom verwendeten Antennentyp verbessert die Erhöhung der Anzahl der Strahlungselemente die Richtcharakteristik des Radars.

Wie wir wissen, führt eine Vergrößerung der Apertur bei gleicher Radarfrequenz zu einer Verringerung der Strahlbreite, was die Reichweite und Genauigkeit erhöht. Bei Phased-Arrays lohnt es sich jedoch nicht, den Abstand zwischen den emittierenden Elementen zu vergrößern, um die Apertur zu vergrößern und die Kosten des Radars zu senken. Denn wenn der Abstand zwischen den Elementen größer als die Betriebsfrequenz ist, können Nebenkeulen auftreten, die die Leistung des Radars erheblich beeinträchtigen.

Der wichtigste und teuerste Teil des PFAR sind die Phasenschieber. Ohne sie ist es unmöglich, die Signalphase und Strahlrichtung zu steuern.

Es gibt sie in verschiedenen Ausführungen, im Allgemeinen lassen sie sich jedoch in vier Typen einteilen.

Phasenschieber mit Zeitverzögerung

Die einfachste Art von Phasenschiebern. Es dauert einige Zeit, bis ein Signal eine Übertragungsleitung passiert. Diese Verzögerung, die der Phasenverschiebung des Signals entspricht, hängt von der Länge der Übertragungsleitung, der Frequenz des Signals und der Phasengeschwindigkeit des Signals im Übertragungsmaterial ab. Durch Umschalten eines Signals zwischen zwei oder mehr Übertragungsleitungen einer bestimmten Länge kann die Phasenverschiebung gesteuert werden. Schaltelemente sind mechanische Relais, Pin-Dioden, Feldeffekttransistoren oder mikroelektromechanische Systeme. Pin-Dioden werden aufgrund ihrer hohen Geschwindigkeit, ihres geringen Verlusts und ihrer einfachen Vorspannungsschaltung, die Widerstandsänderungen von 10 kΩ auf 1 Ω ermöglicht, häufig verwendet.

Verzögerung, Sek. = Phasenverschiebung ° / (360 * Frequenz, Hz)

Ihr Nachteil besteht darin, dass der Phasenfehler mit zunehmender Frequenz zunimmt und mit abnehmender Frequenz größer wird. Außerdem variiert die Phasenänderung mit der Frequenz, sodass sie nicht für sehr niedrige und hohe Frequenzen anwendbar sind.

Reflektierender/Quadratur-Phasenschieber

Typischerweise handelt es sich dabei um eine Quadraturkopplungseinrichtung, die das Eingangssignal in zwei um 90° phasenverschobene Signale aufteilt, die dann reflektiert werden. Am Ausgang werden sie dann phasengleich zusammengeführt. Diese Schaltung funktioniert, weil Signalreflexionen von Leiterbahnen in Bezug auf das einfallende Signal phasenverschoben sein können. Die Phasenverschiebung variiert von 0° (offener Stromkreis, Varaktorkapazität Null) bis -180° (Kurzschluss, Varaktorkapazität unendlich). Solche Phasenschieber haben einen weiten Einsatzbereich. Aufgrund der physikalischen Einschränkungen von Varaktoren kann die Phasenverschiebung in der Praxis jedoch nur 160° erreichen. Für eine größere Schicht ist es jedoch möglich, mehrere solcher Ketten zu kombinieren.

Vektor-IQ-Modulator

Wie bei einem reflektierenden Phasenschieber wird hier das Signal mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad in zwei Ausgänge aufgeteilt. Die unverzerrte Eingangsphase wird als I-Kanal bezeichnet, und die Quadratur mit einem 90-Grad-Versatz wird als Q-Kanal bezeichnet. Jedes Signal wird dann durch einen zweiphasigen Modulator geleitet, der die Phase des Signals verschieben kann. Jedes Signal ist um 0° oder 180° phasenverschoben, sodass jedes Paar von Quadraturvektoren ausgewählt werden kann. Anschließend werden die beiden Signale wieder zusammengeführt. Da die Dämpfung beider Signale gesteuert werden kann, wird nicht nur die Phase, sondern auch die Amplitude des Ausgangssignals gesteuert.

Phasenschieber bei Hoch-/Tiefpassfiltern

Es wurde entwickelt, um das Problem zu lösen, dass zeitverzögerte Phasenschieber nicht über einen großen Frequenzbereich arbeiten können. Es funktioniert durch Umschalten des Signalpfads zwischen Hochpass- und Tiefpassfiltern. Ähnlich einem zeitverzögerten Phasenschieber, verwendet jedoch Filter anstelle von Übertragungsleitungen. Der Hochpassfilter besteht aus einer Reihe von Induktivitäten und Kondensatoren, die für eine Phasenvorverlegung sorgen. Ein solcher Phasenschieber sorgt für eine konstante Phasenverschiebung im Betriebsfrequenzbereich. Außerdem ist er wesentlich kleiner als die zuvor aufgeführten Phasenschieber, weshalb er am häufigsten in Radaranwendungen eingesetzt wird.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Hauptvorteile von PFAR im Vergleich zu einer herkömmlichen reflektierenden Antenne folgende sind: hohe Scangeschwindigkeit (Erhöhung der Anzahl verfolgter Ziele, Verringerung der Wahrscheinlichkeit, dass die Station eine Strahlungswarnung erkennt), Optimierung der für das Ziel aufgewendeten Zeit, hohe Verstärkung und kleine Nebenkeulen (schwer zu stören und zu erkennen), zufällige Scansequenz (schwerer zu stören), Fähigkeit, spezielle Modulations- und Erkennungstechniken zu verwenden, um das Signal aus dem Rauschen zu extrahieren. Die Hauptnachteile sind hohe Kosten und die Unfähigkeit, einen Scan mit einer Breite von mehr als 60 Grad durchzuführen (das Sichtfeld eines stationären Phasenarrays beträgt 120 Grad, ein mechanisches Radar kann es auf 360 erweitern).

Aktive Phased-Array-Antenne

Äußerlich sind AFAR (AESA) und PFAR (PESA) schwer zu unterscheiden, aber im Inneren unterscheiden sie sich grundlegend. PFAR verwendet einen oder zwei Hochleistungsverstärker zur Übertragung eines einzelnen Signals, das dann in Tausende von Pfaden für Tausende von Phasenschiebern und Elementen aufgeteilt wird. Ein AFAR-Radar besteht aus Tausenden von Empfangs-/Sendemodulen. Da sich die Sender direkt in den Elementen selbst befinden, gibt es keinen separaten Empfänger und Sender. Die Unterschiede in der Architektur sind im Bild dargestellt.

Bei AFAR werden die meisten Komponenten, wie ein Verstärker für schwache Signale, ein Hochleistungsverstärker, ein Duplexer und ein Phasenschieber, verkleinert und in einem Gehäuse, einem sogenannten Sende-/Empfangsmodul, zusammengebaut. Jedes der Module ist ein kleines Radar. Ihre Architektur ist wie folgt:

Obwohl AESA und PESA Welleninterferenz nutzen, um den Strahl zu formen und abzulenken, bietet das einzigartige Design von AESA viele Vorteile gegenüber PFAR. Beispielsweise befindet sich ein kleiner Signalverstärker in der Nähe des Empfängers, vor den Komponenten, bei denen ein Teil des Signals verloren geht, sodass er ein besseres Signal-Rausch-Verhältnis als ein PFAR aufweist.

Darüber hinaus weist AFAR bei gleichen Erkennungsfähigkeiten einen geringeren Arbeitszyklus und eine geringere Spitzenleistung auf. Da einzelne APAA-Module außerdem nicht auf einen einzigen Verstärker angewiesen sind, können sie gleichzeitig Signale mit unterschiedlichen Frequenzen übertragen. Dadurch kann AFAR mehrere separate Strahlen erzeugen und das Array in Unterarrays unterteilen. Die Fähigkeit, auf mehreren Frequenzen zu arbeiten, ermöglicht Multitasking und die Möglichkeit, elektronische Störsysteme überall in Bezug auf das Radar einzusetzen. Durch die gleichzeitige Bildung zu vieler Strahlen verringert sich jedoch die Reichweite des Radars.

Die beiden Hauptnachteile von AFAR sind die hohen Kosten und das begrenzte Sichtfeld auf 60 Grad.

Hybride elektronisch-mechanische Phased-Array-Antennen

Die sehr hohe Scangeschwindigkeit des Phased Array geht mit einem begrenzten Sichtfeld einher. Um dieses Problem zu lösen, platzieren moderne Radargeräte Phased-Arrays auf einer beweglichen Scheibe, wodurch das Sichtfeld vergrößert wird. Verwechseln Sie das Sichtfeld nicht mit der Breite des Strahls. Die Strahlbreite bezieht sich auf den Radarstrahl und das Sichtfeld auf die Gesamtgröße des gescannten Raums. Um Genauigkeit und Reichweite zu verbessern, sind häufig schmale Strahlen erforderlich, ein enges Sichtfeld ist jedoch normalerweise nicht erforderlich.

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im überkritischen Modus kann der Abstand zwischen den Vorsprüngen bestimmt werden, wenn sie sich zwischen parallelen Metallplatten ausbreiten; d 0 (Abb. 5.12), ihre Länge beträgt 1(/und Dicke - \ - ., \ ^

In Abb. 5.13 und 5.14 zeigen Beispiele für die Gestaltung nichtresonanter Wellenleiterschlitze

Antennen mit geneigten Schlitzen an einer schmalen Hohlleiterwand, wenn die Antenne von einem rechteckigen Hohlleiter gespeist wird (Abb. 5.13) und mit Längsschlitzen an einer breiten Wand, wenn die Antenne von einem Koaxialkabel gespeist wird (Abb. 5.14).

Ein Beispiel für den Aufbau einer Hohlleiter-Schlitzantenne mit elektromechanischer Strahlschwenkung (mit abnehmbarer oberer Schlitzwand) ist in Abb. dargestellt. 5.15. Der Zweck der einzelnen Antennenelemente ist in derselben Abbildung angegeben.

In Abb. Abb. 5.1-6a zeigt eine der Varianten einer zweidimensionalen Hohlleiter-Schlitzantenne [L 11], bestehend aus acht parallelen Aluminium-Hohlleitern, in die jeweils zehn Hantelschlitze eingeschnitten sind. Hantelschlitze haben eine größere Bandbreite als herkömmliche rechteckige Schlitze [LO 9]. Eine Besonderheit der Antenne besteht darin, dass die geraden und ungeraden Wellenleiter über Leistungsteiler von unterschiedlichen Seiten gespeist werden und die gesamte Apertur zur Bildung von vier Strahlen genutzt wird, deren räumliche Anordnung durch die gestrichelte Linie in Abb. dargestellt ist. 5.16.6, Solche Antennen werden beispielsweise * in autonomen Doppler-Navigationsgeräten von Flugzeugen verwendet, die die Geschwindigkeit und den Driftwinkel des Flugzeugs bestimmen sollen.

Ein Satz mehrerer linearer*Wellenleiter-Schlitzantennen, die entlang der Erzeugenden des konischen Teils des Flugzeugs (Abb. 5.17) angeordnet sind, kann verwendet werden, um die erforderliche Form des Strahlungsmusters zu bilden [LO 7].

Zum Schutz vor atmosphärischen Niederschlägen und Staub muss die Öffnung der Hohlleiter-Schlitzantenne mit einer dielektrischen Platte abgedeckt werden oder das gesamte Strahlungssystem muss in einem funktransparenten Radom untergebracht werden. ;7 ";;>■-■

5.9. Ungefähres Verfahren zur Berechnung des Wellenleiterschlitzes

Bei der Entwicklung bzw. Konstruktion von Schlitzantennen können die Ausgangsdaten sein:

Breite des Musters in zwei Hauptebenen oder in einer

20q 5 und Nebenkeulenebene;

Richtungskoeffizient £) 0 ;

Amplitude: oder Amplituden-Phasen-Verteilung über die Antenne und die Anzahl der Sender N; Frequenzbereich

Schauen wir uns das Berechnungsverfahren für die folgenden zwei Optionen an:

Option 1. Die Amplitudenverteilung über die Antennenapertur und die Anzahl der Emitter N werden angegeben.

Option 2. Die Breite des Strahlungsmusters in einer oder zwei Hauptebenen und die Höhe der seitlichen Strahlung werden angegeben.

Zunächst wird der Typ der Hohlleiter-Schlitzantenne ausgewählt. Wenn die Winkellage des Hauptmaximums DN 0 GL vorgegeben ist und die Antenne einen Betrieb im Frequenzband gewährleisten muss, wird eine nichtresonante Antenne gewählt. Wenn die Antenne laut Konstruktionsvorschrift aber schmalbandig sein muss Für einen hohen Wirkungsgrad ist eine Resonanzantenne vorzuziehen.

Option 1. Für ein gegebenes Gesetz der Amplitudenänderungen entsprechend der Antennenapertur wird zunächst der Abstand zwischen den Emittern d im Wellenleiter eines bestimmten, für den Aufbau der Antenne ausgewählten Frequenzbereichs bestimmt: Bei einer Resonanzantenne mit Schlitzen variabler Phase In a Bei einer nichtresonanten Antenne kann der Wert von d auf zwei Arten gewählt werden. Wenn die Position des Hauptmaximums des Musters im Raum Nr. 6 angegeben ist, wird der erforderliche Wert von rf mithilfe der Formel (5.26) ermittelt. Wenn der Winkelwinkel nicht angegeben ist, wird der Abstand zwischen den Emittern d^\"k B /2 und darüber hinaus so gewählt, dass es bei den extremen Frequenzen des angegebenen Bereichs zu keiner Resonanzanregung der Antenne kommt [Formel (5.22 )]: Als nächstes wird die Berechnung in der folgenden Reihenfolge durchgeführt.

Ts Unter Berücksichtigung des allgemeinen Ersatzschaltbildes der Antenne (siehe Abb. 5.8.6) werden die äquivalenten normalisierten Leitfähigkeiten g n (oder der Widerstand g n) aller N Schlitze der Antenne berechnet (siehe § 5.4).

2. Kennen Sie den Wert von gv oder g p / anhand der Formeltabelle. 5.1 (§ 5.2) Bestimmen Sie die Verschiebung der Mitte der Schlitze relativ zur Mitte der breiten Wand des Wellenleiters oder den Winkel ihrer Neigung 6 in der Seitenwand.

P 3. Nachdem Sie die Leitfähigkeit der Strahlung des Schlitzes im Wellenleiter (d. h. die äußere Leitfähigkeit) berechnet haben, bestimmen Sie aus dem bekannten Wert der Eingangsleistung (im Fall einer Sendeantenne) die Spannung am Schwingungsbauch des Wellenleiters Schlitz U m [Formel (5.3)] und daher und Schlitzbreite di [Formel (5.4)].

4. Unter Berücksichtigung der bekannten Lage der Schlitze an der Wand des Wellenleiters und ihrer Breite wird gemäß den Angaben in § 5.2 die Resonanzlänge der Schlitze im Wellenleiter ermittelt.

5. Berechnen Sie das Antennenmuster (siehe § 5.7) ^ sein k.n. d. und k.u.

Option 2. Ermitteln Sie zunächst den Abstand zwischen den Emittern, ähnlich wie bei der ersten Berechnungsoption. Anschließend wird die Amplitudenverteilung über die Antenne ausgewählt und sichergestellt

10* 147 Startmuster mit einem bestimmten Grad an Nebenkeulen. Als nächstes wird unter Verwendung der jetzt bekannten Amplitudenverteilung die Länge der Antenne (und dementsprechend die Anzahl der Emitter) ermittelt, wodurch die erforderliche Breite des Musters bei einer Potenz von 0,5 bereitgestellt wird (Formeln in Tabelle 5.2 § 5.7). Die weitere Berechnung fällt mit den Absätzen zusammen. 1-5 der vorherigen Berechnungsoption.

Neben der elektrischen Berechnung der Antenne selbst werden die Zuleitung und der Erreger berechnet, der erforderliche Drehgelenktyp entsprechend den Konstruktionsvorgaben ausgewählt und dessen wesentliche Eigenschaften bestimmt.

Literatur

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HORNANTENNEN

6.1. Hauptmerkmale von Hornantennen

Hohlleiter-Hornantennen sind die einfachsten Antennen im Zentimeterwellenbereich.

Sie können Strahlungsmuster mit einer Breite von 100–140° (bei Öffnung einer speziellen Form) bis 10–520° in Pyramidenhörnern bilden. Die Möglichkeit einer weiteren Verengung des Hornmusters wird durch die Notwendigkeit einer starken Vergrößerung seiner Länge begrenzt.

Hohlleiter-Hornantennen sind Breitbandgeräte und bieten eine Reichweite von etwa eineinhalb. Die Möglichkeit, die Betriebsfrequenz in noch größeren Grenzen zu ändern, wird durch die Anregung und Ausbreitung höherer Wellentypen in den Versorgungswellenleitern begrenzt. Der Wirkungsgrad des Horns ist hoch (ca. 100 %). Hornantennen sind einfach herzustellen. Eine relativ kleine Komplikation (Einbindung eines Phasenabschnitts in den Wellenleiterpfad) gewährleistet die Erzeugung eines Feldes mit zirkularer Polarisation.

Die Nachteile von Hornantennen sind: a) sperriges Design, das die Möglichkeit einschränkt, schmale Strahlungsdiagramme zu erhalten; b) Schwierigkeiten bei der Regulierung der Amplituden-Phasen-Verteilung des Feldes in der Apertur, die die Möglichkeit einschränken, das Niveau der Nebenkeulen zu reduzieren und Strahlungsmuster einer besonderen Form zu erzeugen.

Hornstrahler können als eigenständige Antennen oder, wie die offenen Enden von Wellenleitern, als Elemente komplexerer Antennengeräte verwendet werden. Als eigenständige Antennen werden Hörner in Richtfunkstrecken, in Wetterdienststationen, sehr häufig in Funkmessgeräten sowie in einigen Sonderstationen eingesetzt. Weit verbreitet sind kleine Hörner. und offene Enden von Wellenleitern als Einspeisungen

Parabolspiegel und Linsen. Speiser in Form einer Reihe von Hörnern oder offenen Enden von Wellenleitern können verwendet werden, um speziell geformte Strahlungsmuster, kontrollierte Muster oder beispielsweise die Verwendung desselben Paraboloids zur Erzeugung von Bleistift- und Kosekans-Strahlungsmustern zu erzeugen. Ein Vier-Horn- oder Acht-Horn-Emitter kann verwendet werden für: Monopuls-Peilmethode. Für den gleichen Zweck können Sektorhörner mit höheren Tonhöhen verwendet werden. : Wellentypen (#yu, Nsch #zo). Um schmale Strahlungsmuster zu erzeugen, können zweidimensionale Arrays aus den offenen Enden von Wellenleitern oder kleinen Hörnern verwendet werden. Es ist möglich, flache oder konvexe Phased Arrays aufzubauen.

Die Absätze 6.2-6.9 widmen sich der Betrachtung von Methoden. Berechnung von Hornstrahlern. In den Absätzen 6.10–6.12 werden einige Merkmale des Designs von Horn-Wellenleiter-Phased-Arrays beschrieben.

6.2. Rechenmethode

Die Berechnung von Hornantennen basiert auf den Ergebnissen ihrer Analyse, d. h. sie werden zunächst vorläufig spezifiziert; " die geometrischen Abmessungen der Antenne und bestimmen dann ihre elektrischen Parameter. Wenn die Abmessungen nicht erfolgreich sind, wird die Berechnung erneut wiederholt.

Strahlungsfeld einer Hornantenne; Wie alle Mikrowellenantennen wird sie durch eine Näherungsmethode bestimmt. Die Essenz des Ansatzes; ist, dass trotz der Verbindung zwischen dem Feld innerhalb und außerhalb des Horns das interne Problem das externe Problem löst und daraus resultiert. Das

Die Lösung des Feldwerts in der Hornöffnungsebene wird zur Lösung des externen Problems verwendet [DO 1, LO 13].

Es wird angenommen, dass die Amplitudenverteilung des Feldes in der Hornöffnung die gleiche ist wie im sie versorgenden Hohlleiter. Zum Beispiel, . bei Erregung.;, Horn mit einem rechteckigen WELLENLEITER MIT Welle Nr. 10, entlang der Die Verteilung ist gleichmäßig. Aufgrund der Tatsache, dass die Wellenfront im Horn nicht flach bleibt, sondern sich bei einem Sektorhorn in eine zylindrische und bei einem Pyramiden- und Kegelhorn in eine sphärische umwandelt, ändert sich die Phase des Feldes entlang der Öffnung entsprechend ein quadratisches Gesetz.

Die beschriebenen Amplituden- und Phasenverteilungen des Feldes entlang der Apertur sind Näherungswerte. Für eine gewisse Klarheit sorgt die Berücksichtigung der Reflexion an der Öffnung zumindest nur des Hauptwellentyps. Es ist zu beachten, dass der Reflexionskoeffizient G mit zunehmender Apertur abnimmt.

Das Strahlungsdiagramm einer Hornantenne basierend auf einem bekannten Feld in der Apertur kann mit der wellenoptischen Methode basierend auf dem Huygens-Prinzip und der Kirchhoff-Formel berechnet werden [LO 13, JIO 11, J10 1]. Die Anwendung der Kirchhoff-Formel auf das elektromagnetische Feld ist nicht streng. Eine Reihe von Autoren hat Klarstellungen vorgenommen, die die Eigenschaften des elektromagnetischen Feldes der Antenne berücksichtigen. Aus diesem Grund gibt es in der Literatur zur Berechnung des Strahlungsmusters mehrere unterschiedliche, aber ähnliche Formeln, die ähnliche Ergebnisse liefern. Berechnungsformeln werden weiter unten in § 6.5 angegeben. Mit einem Ausdruck für das Strahlungsmuster kann man den Richtungskoeffizienten der Antenne, die Abhängigkeit der Breite des Strahlungsmusters von der Größe der Apertur und andere Eigenschaften der Antenne ermitteln.

6.3. Auswahl der geometrischen Abmessungen des Horn- und Wellenleiteremitters

Hornantenne (Abb. 6.1) besteht aus Horn I, Hohlleiter und Erregergerät 3

Wenn der die Antenne * speisende Generator einen koaxialen Ausgang hat, wird der Antennenwellenleiter 2 am häufigsten durch einen Stift erregt, der senkrecht zur breiten Wand j des Wellenleiters angeordnet ist. Die Erregung erfolgt über ein Koaxialkabel an den Stift. Wenn der die Antenne speisende Generator über einen Hohlleiterausgang verfügt, wird der Speisepfad üblicherweise in Form eines rechteckigen Hohlleiters mit einer H 10-Welle ausgeführt. Die Hohlleiterzuführung gelangt direkt in den Hohlleiter 2 und regt das Horn an. Berechnung des spannenden Geräts im Formular; Auf einen asymmetrischen Stift wird im nächsten Absatz eingegangen.

Auswählen von Wellenleitergrößen

Die Wahl der Querschnittsabmessungen eines rechteckigen Wellenleiters a und b erfolgt aus der Bedingung der Ausbreitung nur des Hauptwellentyps #у im Wellenleiter:

Die Beziehung (6.1) ist in der Grafik in Abb. dargestellt. 6.2, mit dem sich die Abmessungen von a ermitteln lassen. Dimension b muss Bedingung b erfüllen

Lassen Sie uns einige Überlegungen zur Berechnung des Sondentransfers vorstellen (siehe Abb. 6.3).

Die Eingangsimpedanz eines Stifts in einem Wellenleiter sowie eines asymmetrischen Vibrators im freien Raum ist im Allgemeinen eine komplexe Größe. Der aktive Teil des Eingangswiderstands hängt hauptsächlich von der Länge des Stifts ab, der reaktive Teil von der Länge und Dicke. Im Gegensatz zum freien Raum hängt die Eingangsimpedanz eines Pins in einem Wellenleiter von der Feldstruktur im Wellenleiter in der Nähe des Pins ab.

Berechnung; Die reaktive Komponente des Eingangswiderstands liefert ungenaue Ergebnisse und ergibt keinen Sinn. Um eine Anpassung sicherzustellen, muss der Blindanteil des Eingangswiderstands gleich Null sein. Die aktive Komponente des Eingangswiderstands kann als gleich dem Widerstand des Strahlungsstifts im Wellenleiter angesehen werden. sei gleich!

Der Strahlungswiderstand eines Stiftes in einem rechteckigen Hohlleiter im Wanderwellenmodus wird durch die folgende Beziehung bestimmt:

Bei Vorhandensein einer reflektierten Welle in einer rechteckigen; Wellenleiter, der Widerstand des Pins ändert sich leicht:-

Wellenwiderstand der Zuleitung.

reaktive Leitfähigkeitsanteile rechts und links vom Stift, nämlich:

In den angegebenen Formeln werden die folgenden Notationen übernommen: a und bSh sind die Abmessungen des Wellenleiterquerschnitts; X\ – Position des Stifts an der breiten Wand des Wellenleiters, häufiger; Insgesamt befindet sich der Stift in der Mitte der breiten Wand, d. h. Xi = a/2; Zi.-- Abstand vom Stift zur Kurzschlusswand des Wellenleiters; dsh ist der Abstand vom Pin zum nächstgelegenen Spannungsknoten; k.b. V. - Koeffizient der Wanderwelle im Wellenleiter; X^f ist die Wellenlänge im Wellenleiter; r in -4 Wellenleiterimpedanz

/g d – effektive Höhe des Stifts in der Welle

Wasser, dessen geometrische Höhe / ist, wird durch die Formel bestimmt

Mit den Werten x\ und mithilfe der Formeln (6.18), (6.19) und (6.21) können wir die Höhe des Stifts / ermitteln, bei der das erforderliche /? Im x.

Zur vollständigen Abstimmung müssen die Konstruktionen zwei Einstellelemente vorsehen. Beispielsweise können Sie die Höhe des Stifts / und die Position der Kurzschlusswand im Hohlleiter U (siehe Abb. 6.3) oder die Maße k und S (siehe Abb. 6.4,6) anpassen. In einigen Fällen sind sie zur Vereinfachung des Designs auf eine beschränkt; Anpassung und erlauben Sie eine gewisse* Nichtübereinstimmung in der koaxialen Versorgung.

6.5. Berechnung des Reflexionskoeffizienten

Die Reflexion einer Hornantenne erfolgt in zwei Abschnitten: in der Hornöffnung (1\) und in ihrem Hals (G 2).

Betrachten wir kurz jeden der Reflexionskoeffizienten. Der Reflexionskoeffizient der Apertur T\ ist ein komplexer Wert; sein Modul und seine Phase hängen von der Größe der Apertur ab. Eine rigorose Lösung des Problems für das offene Ende eines zwischen zwei unendlichen Ebenen eingebetteten Wellenleiters, durchgeführt von L. A. Weinstein; lässt uns feststellen, dass der Modul des Reflexionskoeffizienten mit zunehmender Größe der Apertur abnimmt und die Phase gegen Null geht.

Aus der Beziehung kann ungefähr der Modul des Reflexionskoeffizienten von der Apertur für die Hauptwellenart bestimmt werden

Ausbreitungskonstante in einem rechteckigen Wellenleiter, dessen Querschnitt gleich der Hornapertur ist;/" d*// r: . ? \ ^

Die Ausbreitungskonstante in einem kreisförmigen Wellenleiter, dessen Durchmesser dem Durchmesser der Apertur eines konischen Horns entspricht.

Der Reflexionskoeffizient entlang der Länge des Horns von der Öffnung bis zum Hals ändert sich nicht nur in der Phase, sondern auch in der Amplitude. Mit Öffnungsgrößen in mehreren Längen

Der experimentell gemessene Reflexionskoeffizient fi vom offenen Ende eines rechteckigen Wellenleiters (23 x 10) mm 2 bei einer Wellenlänge von 3,2 cm ist gleich

Betrachten wir den Reflexionskoeffizienten vom Hals des Horns G2.

Bei der Bestimmung des Koeffizienten G2 wird davon ausgegangen

Im Horn entstand eine Wanderwelle. Das Problem wird durch die Kombination von Feldern an der Verbindungsstelle des Wellenleiters gelöst

Horngrößen auswählen

Die Abmessungen der Öffnung eines Pyramiden- oder Sektorhorns a p und b p (siehe Abb. 6.1) werden entsprechend der erforderlichen Breite des Strahlungsdiagramms in der entsprechenden Ebene oder gemäß k.n. ausgewählt. D.

Die Breite des Strahlungsmusters steht in folgendem Verhältnis zu den Aperturabmessungen a v und b v: