Theoretischer Teil

1. Zweck und Merkmale von Hohlleiter-Schlitzantennen

Die Waveguide-Slot-Antenne (WSA) gehört zur Klasse der linearen (flachen) Multielementantennen. Die strahlenden Elemente solcher Antennen sind Schlitze, die in die Wände von Wellenleitern, Hohlraumresonatoren oder Metallbasen von Streifenleitungen geschnitten sind. In der Praxis werden VSCHA mit einem im Raum fixierten Richtungsmuster (DP) sowie VSCHA mit mechanischer, elektromechanischer und elektrischer Abtastung verwendet.

Zu den Vorteilen von VSCHA gehören:

Das Fehlen hervorstehender Teile, wodurch ihre Strahlungsfläche mit der Außenfläche des Flugzeugkörpers kombiniert werden kann, ohne dass zusätzlicher Luftwiderstand entsteht;

Ein relativ einfaches spannendes Gerät und einfach zu bedienen.

Der Hauptnachteil von VSCHA sind die eingeschränkten Reichweiteneigenschaften. Wenn sich die Frequenz in einem nicht scannenden VSC ändert, weicht der Strahl von der angegebenen Position im Raum ab, was mit einer Änderung der Breite des Musters und einer Verletzung der Koordination der Antenne mit der Speiseleitung einhergeht.

2. Grundparameter des Schlitzes im Wellenleiter

Ein in einen Wellenleiter geschnittener Schlitz wird erregt, wenn seine breite Seite Ströme kreuzt, die entlang der Innenwände fließen. Beim Aufbau eines VSC auf Basis eines rechteckigen Hohlleiters mit der Hauptwelle H 10 ist zu berücksichtigen, dass in der breiten Wand des Hohlleiters Längs- und Querkomponenten des Oberflächenstroms vorhanden sind, in der schmalen Wand jedoch nur quer. In breite und schmale Wände des Hohlleiters können Schlitze eingeschnitten werden.

Betrachten wir einen Schlitz, der sich auf der breiten Wand des Wellenleiters in Längsrichtung relativ zur axialen (mittleren) Linie der breiten Wand befindet (Abb. 1).

Eine solche Lücke wird durch die Querkomponente des Stroms angeregt, wenn sie relativ dazu verschoben wird Mittellinie im Abstand x 1. Bei x 1 =0 gibt es keine Strahlung aus dem Spalt. Durch Ändern der Größe der Spaltverschiebung x 1 kann die Intensität seiner Strahlung angepasst werden.

Wenn der Schlitz durch entlang der Innenwände des Wellenleiters fließende Ströme erregt wird, wird elektromagnetische Energie sowohl in den Außenraum als auch in den Wellenleiter abgestrahlt. Um den Betrieb des Spalts zu analysieren, werden die Konzepte der äußeren und inneren Leitfähigkeit des Spalts eingeführt, die durch die äußere bzw. innere Strahlung des Spalts bestimmt werden. Wenn man die Werte dieser Leitfähigkeiten kennt, ist es möglich, die Resonanzfrequenz von Schlitzen unterschiedlicher Länge zu bestimmen und ihre Abhängigkeit von der Position an der Wand des Wellenleiters zu verfolgen.

Bekanntlich stört ein in einen Wellenleiter geschnittener Schlitz dessen Funktionsweise und führt zu einer Energiereflexion: Ein Teil davon wird abgestrahlt, der Rest wandert weiter entlang des Wellenleiters. Wir können also davon ausgehen, dass der Schlitz als Last für den Wellenleiter dient, über den ein Teil der der Strahlungsleistung entsprechenden Leistung abgeführt wird. Um die Analyse zu vereinfachen, können Sie daher den Wellenleiter durch eine äquivalente Zweidrahtleitung ersetzen, in die Lasten je nach Schlitztyp parallel oder in Reihe geschaltet werden (ein Längsschlitz entspricht einer Parallelschaltung, ein Querschlitz). Steckplatz entspricht einer seriellen Verbindung).

3. Sorten von VSCHA

Nach dem Funktionsprinzip des VSC unterscheidet man zwischen resonanten und nichtresonanten Hohlleiter-Schlitzantennen.

Bei Resonanzantennen wird der Abstand zwischen benachbarten Schlitzen gleich l B (gleichphasig mit dem Wellenleiterfeld verbundene Schlitze) oder l B /2 (gleichphasig mit dem Wellenleiterfeld verbundene Schlitze) gewählt, wobei l B die Wellenlänge in ist den Hohlleiter und installieren Sie am Ende des Hohlleiters einen Kurzschlusskolben. Resonanzantennen sind also in Phase und daher stimmt die Richtung ihrer maximalen Strahlung mit der Normalen zur Längsachse der Antenne überein. Die gleichphasige Anregung von Längsschlitzen, die sich auf verschiedenen Seiten relativ zur Mittellinie befinden, wird durch eine zusätzliche Phasenverschiebung von 180° gewährleistet, die durch entgegengesetzte Ströme auf beiden Seiten der Axiallinie der breiten Wand des Wellenleiters verursacht wird.

Die Resonanzantenne kann in einem relativ schmalen Frequenzband gut an die Speiseleitung angepasst werden. Da nicht jeder Schlitz separat an den Wellenleiter angepasst ist, summieren sich tatsächlich alle von den Schlitzen reflektierten Wellen am Antenneneingang in Phase und der Reflexionskoeffizient des Systems wird groß. Daher verzichten sie üblicherweise auf die Gleichtaktanregung einzelner Schlitze und wählen den Abstand zwischen ihnen d¹l V /2.

Ein charakteristisches Merkmal der so erhaltenen nichtresonanten Hohlleiter-Schlitzantenne (NVSA) ist ein breiteres Frequenzband, innerhalb dessen eine gute Anpassung erfolgt, da Einzelreflexionen bei einer großen Anzahl von Emittern nahezu vollständig kompensiert werden. Der Unterschied zwischen dem Spaltabstand und l B /2 führt jedoch zu deren phasenverschobener Anregung durch die einfallende Welle und einer Abweichung der Richtung des Hauptstrahlungsmaximums von der Normalen zur Antennenachse. Um Reflexionen am Ende des Wellenleiters zu vermeiden, wird normalerweise eine Abschlusslast installiert.

Wie oben erwähnt, verfügt NVShchA über einen ziemlich großen Bereich über eine gute Koordination mit dem Feeder. Die Ausnahme ist der Fall, wenn d»l B /2; in diesem Fall addieren sich die reflektierten Wellen gleichphasig und der Wanderwellenkoeffizient (TWC) im Wellenleiter fällt stark ab. Diese Art der Änderung des BV, wenn sich der Abstand zwischen den Schlitzen dem Wert l B /2 nähert, wird als Normaleffekt bezeichnet.

Der Nachteil von NVShCHA besteht darin, dass es einen kleineren Koeffizienten als Resonanzantennen hat. nützliche Aktion(um sie zu erhöhen, sollte die Intensität der Schlitzanregung erhöht werden) und nicht entfernbare Amplitudenverzerrungen (um sie zu reduzieren, sollte die Intensität der Schlitzanregung verringert werden). Darauf aufbauend muss die Intensität der Anregung unter Kompromissüberlegungen gewählt werden.

4. Eigenschaften von Antennen zur Doppler-Messung von Flugzeuggeschwindigkeit und Driftwinkel (DISS-Antennen)

Die Aufgabe, den wahren Standort eines Flugzeugs im Weltraum zu bestimmen, wenn es meteorologischen Faktoren ausgesetzt ist, kann gelöst werden, wenn die Längs- und Querkomponenten seiner Geschwindigkeit bekannt sind. Diese Größen werden üblicherweise indirekt durch Messung von Dopplerfrequenzen bestimmt. Es ist bekannt, dass ein Funksignal mit der Frequenz f, das von einem Objekt (z. B. einem Flugzeug), das sich mit der Geschwindigkeit V im Raum bewegt, reflektiert wird, eine zusätzliche Frequenzerhöhung erhält

Dabei ist a der Winkel zwischen dem Geschwindigkeitsvektor und der radialen Richtung des Flugzeugs. Das Vorzeichen des Doppler-Inkrements ist positiv, wenn sich das Objekt auf die Radioquelle zubewegt, und negativ, wenn sich das Objekt von ihr wegbewegt.

DISS-Antennen ermöglichen durch die Messung von Doppler-Komponenten die Bestimmung der Längs- und Quergeschwindigkeit des Flugzeugs sowie der Geschwindigkeit seiner Bewegung in vertikaler Richtung. Solche Antennen bilden vier Strahlen, wie in Abb. 2 dargestellt.

Da die Doppler-Komponenten durch die Bewegung des Flugzeugs mit einer bestimmten Geschwindigkeit in den vorderen und hinteren Strahlen entstehen anderes Zeichen, und die zufälligen (Interferenz-)Komponenten in ihnen sind ungefähr gleich, dann ist es durch Subtrahieren der Signale des zweiten Strahlenpaars von den Signalen des ersten Paars möglich, die Interferenz zu kompensieren und folglich die Genauigkeit zu erhöhen Messung der Flugzeuggeschwindigkeit.

Antennen zur Doppler-Messung von Flugzeuggeschwindigkeit und Driftwinkel werden häufig auf Basis von VSCHA-Arrays aufgebaut. Zum Schutz vor Niederschlag und Staub wird die Öffnung der Antennenarrays mit einer dielektrischen Platte abgedeckt oder das gesamte Strahlungssystem in einem funktransparenten Radom untergebracht.

Antennenhohlleiterschlitz-Doppler

5. Berechnung von VShchA

5.1 Berechnung der breiten Wand des Wellenleiters

Lösen wir das Gleichungssystem, aus dem wir a und lcr finden.

und es muss so gewählt werden, dass die Wellenlänge im Wellenleiter 0,9 der kritischen Wellenlänge beträgt.

5.2 Berechnung des Abstands zwischen den Schlitzen d, nehmen Sie μmax = -20 Grad, d wird durch Lösen der Gleichung ermittelt.

in einem überkritischen Modus, wenn sie sich zwischen parallel ausbreiten Metallplatten Sie können den Abstand zwischen den Vorsprüngen bestimmen; d 0 (Abb. 5.12), ihre Länge beträgt 1(/und Dicke - \ - ., \ ^

In Abb. 5.13 und 5.14 zeigen Beispiele für die Gestaltung nichtresonanter Wellenleiterschlitze

Antennen mit geneigten Schlitzen an einer schmalen Hohlleiterwand, wenn die Antenne von einem rechteckigen Hohlleiter gespeist wird (Abb. 5.13) und mit Längsschlitzen an einer breiten Wand, wenn die Antenne von einem Koaxialkabel gespeist wird (Abb. 5.14).

Ein Beispiel für den Aufbau einer Hohlleiter-Schlitzantenne mit elektromechanischer Strahlschwenkung (mit abnehmbarer oberer Schlitzwand) ist in Abb. dargestellt. 5.15. Der Zweck der einzelnen Antennenelemente ist in derselben Abbildung angegeben.

In Abb. Abb. 5.1-6a zeigt eine der Varianten einer zweidimensionalen Hohlleiter-Schlitzantenne [L 11], bestehend aus acht parallelen Aluminium-Hohlleitern, in die jeweils zehn Hantelschlitze eingeschnitten sind. Hantelschlitze haben eine größere Bandbreite als herkömmliche rechteckige Schlitze [LO 9]. Eine Besonderheit der Antenne besteht darin, dass die geraden und ungeraden Wellenleiter über Leistungsteiler von verschiedenen Seiten gespeist werden und die gesamte Apertur zur Bildung von vier Strahlen genutzt wird, deren räumliche Anordnung durch die gestrichelte Linie in Abb. dargestellt ist. 5.16.6, Solche Antennen werden beispielsweise * in autonomen Doppler-Navigationsgeräten von Flugzeugen verwendet, die die Geschwindigkeit und den Driftwinkel des Flugzeugs bestimmen sollen.

Ein Satz mehrerer linearer*Wellenleiter-Schlitzantennen, die entlang der Erzeugenden des konischen Teils des Flugzeugs (Abb. 5.17) angeordnet sind, kann verwendet werden, um die erforderliche Form des Strahlungsmusters zu bilden [LO 7].

Zum Schutz vor atmosphärischen Niederschlägen und Staub muss die Öffnung der Hohlleiter-Schlitzantenne mit einer dielektrischen Platte abgedeckt werden oder das gesamte Strahlungssystem muss in einem funktransparenten Radom untergebracht werden. ;7 ";;>■-■

5.9. Ungefähres Verfahren zur Berechnung des Wellenleiterschlitzes

Bei der Entwicklung bzw. Konstruktion von Schlitzantennen können die Ausgangsdaten sein:

Breite des Musters in zwei Hauptebenen oder in einer

20q 5 und Nebenkeulenebene;

Richtungskoeffizient £) 0 ;

Amplitude: oder Amplituden-Phasen-Verteilung über die Antenne und die Anzahl der Sender N; Frequenzbereich

Lassen Sie uns auf das Berechnungsverfahren für die folgenden zwei Optionen eingehen:

Option 1. Die Amplitudenverteilung über die Antennenapertur und die Anzahl der Emitter N werden angegeben.

Option 2. Die Breite des Strahlungsmusters in einer oder zwei Hauptebenen und die Höhe der seitlichen Strahlung werden angegeben.

Zunächst wird der Typ der Hohlleiter-Schlitzantenne ausgewählt. Wenn die Winkellage des Hauptmaximums DN 0 GL vorgegeben ist und die Antenne einen Betrieb im Frequenzband gewährleisten muss, wird eine nichtresonante Antenne gewählt. Wenn die Antenne laut Konstruktionsvorschrift aber schmalbandig sein muss Für einen hohen Wirkungsgrad ist eine Resonanzantenne vorzuziehen.

Option 1. Für ein gegebenes Gesetz der Amplitudenänderungen entsprechend der Antennenapertur wird zunächst der Abstand zwischen den Emittern d im Wellenleiter eines bestimmten, für den Aufbau der Antenne ausgewählten Frequenzbereichs bestimmt: Bei einer Resonanzantenne mit Schlitzen variabler Phase In a Bei einer nichtresonanten Antenne kann der Wert von d auf zwei Arten gewählt werden. Wenn die Position des Hauptmaximums des Musters im Raum Nr. 6 angegeben ist, wird der erforderliche Wert von rf mithilfe der Formel (5.26) ermittelt. Wenn der Winkelwinkel nicht angegeben ist, wird der Abstand zwischen den Emittern d^\"k B /2 und darüber hinaus so gewählt, dass es bei den extremen Frequenzen des angegebenen Bereichs zu keiner Resonanzanregung der Antenne kommt [Formel (5.22 )]: Als nächstes wird die Berechnung in der folgenden Reihenfolge durchgeführt.

Ts Unter Berücksichtigung des allgemeinen Ersatzschaltbildes der Antenne (siehe Abb. 5.8.6) werden die äquivalenten normalisierten Leitfähigkeiten g n (oder der Widerstand g n) aller N Schlitze der Antenne berechnet (siehe § 5.4).

2. Kennen Sie den Wert von gv oder g p / anhand der Formeltabelle. 5.1 (§ 5.2) Bestimmen Sie die Verschiebung der Mitte der Schlitze relativ zur Mitte der breiten Wand des Wellenleiters oder den Winkel ihrer Neigung 6 in der Seitenwand.

P 3. Nachdem Sie die Leitfähigkeit der Strahlung des Schlitzes im Wellenleiter (d. h. die äußere Leitfähigkeit) berechnet haben, bestimmen Sie aus dem bekannten Wert der Leistung am Eingang (im Fall einer Sendeantenne) die Spannung am Schwingungsbauch des Schlitzes U m [Formel (5.3)] und damit und der Schlitzbreite di [Formel (5.4)].

4. Bestimmen Sie anhand der bekannten Position der Schlitze an der Wand des Wellenleiters und ihrer Breite gemäß den Daten in § 5.2 die Resonanzlänge der Schlitze im Wellenleiter.

5. Berechnen Sie das Antennenmuster (siehe § 5.7) ^ sein k.n. d. und k.u.

Option 2. Ermitteln Sie zunächst den Abstand zwischen den Emittern, ähnlich wie bei der ersten Berechnungsoption. Anschließend wird die Amplitudenverteilung über die Antenne ausgewählt und sichergestellt

10* 147 Startmuster mit einem bestimmten Grad an Nebenkeulen. Als nächstes wird unter Verwendung der jetzt bekannten Amplitudenverteilung die Länge der Antenne (und dementsprechend die Anzahl der Emitter) ermittelt, wodurch die erforderliche Breite des Musters auf einem Niveau von 0,5 Potenzen bereitgestellt wird (Formeln in Tabelle 5.2 § 5.7). Die weitere Berechnung fällt mit den Absätzen zusammen. 1-5 der vorherigen Berechnungsoption.

Neben der elektrischen Berechnung der Antenne selbst werden auch Zuleitung und Erreger berechnet, erforderlicher Typ Drehgelenk, wenn dies aufgrund der Konstruktionsspezifikationen erforderlich ist, und bestimmen Sie seine Haupteigenschaften.

Literatur

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HORNANTENNEN

6.1. Hauptmerkmale von Hornantennen

Hohlleiter-Hornantennen sind die einfachsten Antennen im Zentimeterwellenbereich.

Sie können Strahlungsmuster mit einer Breite von 100–140° (bei Öffnung einer speziellen Form) bis 10–520° in Pyramidenhörnern bilden. Die Möglichkeit einer weiteren Verengung des Hornmusters wird durch die Notwendigkeit einer starken Vergrößerung seiner Länge begrenzt.

Hohlleiter-Hornantennen sind Breitbandgeräte und bieten eine Reichweite von etwa eineinhalb. Die Möglichkeit, die Betriebsfrequenz in noch größeren Grenzen zu ändern, wird durch die Anregung und Ausbreitung höherer Wellentypen in den Versorgungswellenleitern begrenzt. Der Wirkungsgrad des Horns ist hoch (ca. 100 %). Hornantennen sind einfach herzustellen. Eine relativ kleine Komplikation (Einbeziehung eines Phasenabschnitts in den Wellenleiterpfad) gewährleistet die Erzeugung eines Feldes mit zirkularer Polarisation.

Die Nachteile von Hornantennen sind: a) sperriges Design, das die Möglichkeit einschränkt, schmale Strahlungsdiagramme zu erhalten; b) Schwierigkeiten bei der Regulierung der Amplituden-Phasen-Verteilung des Feldes in der Apertur, die die Möglichkeit einschränken, das Niveau der Nebenkeulen zu reduzieren und Strahlungsmuster zu erzeugen Sonderform.

Hornstrahler können als eigenständige Antennen oder, wie die offenen Enden von Wellenleitern, als Elemente komplexerer Antennengeräte verwendet werden. Als eigenständige Antennen werden Hörner in Richtfunkstrecken, in Wetterdienststationen, sehr häufig in Funkmessgeräten sowie in einigen Sonderstationen eingesetzt. Weit verbreitet sind kleine Hörner. und offene Enden von Wellenleitern als Einspeisungen

Parabolspiegel und Linsen. Mit Zuführungen in Form einer Reihe von Hörnern oder offenen Enden von Wellenleitern können speziell geformte Strahlungsmuster, kontrollierte Muster oder beispielsweise verwenden das gleiche Paraboloid, um Bleistift- und Kosekantendiagramme zu erstellen!® Orientierung. Ein Vier-Horn- oder Acht-Horn-Emitter kann verwendet werden für: Monopuls-Peilmethode. Für den gleichen Zweck können Sektorhörner mit höheren Tonhöhen verwendet werden. : Wellentypen (#yu, Nsch #zo). Um schmale Strahlungsmuster zu erzeugen, können zweidimensionale Arrays aus den offenen Enden von Wellenleitern oder kleinen Hörnern verwendet werden. Es ist möglich, flache oder konvexe Phased Arrays aufzubauen.

Die Absätze 6.2-6.9 widmen sich der Betrachtung von Methoden. Berechnung von Hornstrahlern. In den Absätzen 6.10–6.12 werden einige Merkmale des Designs von Horn-Wellenleiter-Phased-Arrays beschrieben.

6.2. Rechenmethode

Die Berechnung von Hornantennen basiert auf den Ergebnissen ihrer Analyse, d. h. sie werden zunächst vorläufig spezifiziert; " die geometrischen Abmessungen der Antenne und bestimmen dann ihre elektrischen Parameter. Wenn die Abmessungen nicht erfolgreich sind, wird die Berechnung erneut wiederholt.

Strahlungsfeld einer Hornantenne; Wie alle Mikrowellenantennen wird sie durch eine Näherungsmethode bestimmt. Die Essenz des Ansatzes; ist, dass trotz der Verbindung zwischen dem Feld innerhalb und außerhalb des Horns das interne Problem das externe Problem löst und daraus resultiert. Das

Die Lösung des Feldwerts in der Hornöffnungsebene wird zur Lösung des externen Problems verwendet [DO 1, LO 13].

Es wird angenommen, dass die Amplitudenverteilung des Feldes in der Hornöffnung die gleiche ist wie im sie versorgenden Hohlleiter. Zum Beispiel, . bei Erregung.;, Horn mit einem rechteckigen WELLENLEITER MIT Welle Nr. 10, entlang der Die Verteilung ist gleichmäßig. Aufgrund der Tatsache, dass die Wellenfront im Horn nicht flach bleibt, sondern sich bei einem Sektorhorn in eine zylindrische und bei einem Pyramiden- und Kegelhorn in eine sphärische umwandelt, ändert sich die Phase des Feldes entlang der Öffnung entsprechend ein quadratisches Gesetz.

Die beschriebenen Amplituden- und Phasenverteilungen des Feldes entlang der Apertur sind Näherungswerte. Für eine gewisse Klarheit sorgt die Berücksichtigung der Reflexion an der Öffnung zumindest nur des Hauptwellentyps. Es ist zu beachten, dass der Reflexionskoeffizient G mit zunehmender Apertur abnimmt.

Das Strahlungsdiagramm einer Hornantenne basierend auf einem bekannten Feld in der Apertur kann mit der wellenoptischen Methode basierend auf dem Huygens-Prinzip und der Kirchhoff-Formel berechnet werden [LO 13, JIO 11, J10 1]. Die Anwendung der Kirchhoff-Formel auf das elektromagnetische Feld ist nicht streng. Eine Reihe von Autoren haben unter Berücksichtigung der Besonderheiten Klarstellungen vorgenommen elektromagnetisches Feld Antennen. Aus diesem Grund gibt es in der Literatur zur Berechnung des Strahlungsmusters mehrere unterschiedliche, aber ähnliche Formeln, die ähnliche Ergebnisse liefern. Berechnungsformeln werden weiter unten in § 6.5 angegeben. Mit einem Ausdruck für das Strahlungsmuster kann man den Richtungskoeffizienten der Antenne, die Abhängigkeit der Breite des Strahlungsmusters von der Größe der Apertur und andere Eigenschaften der Antenne ermitteln.

6.3. Auswahl der geometrischen Abmessungen des Horn- und Wellenleiteremitters

Hornantenne (Abb. 6.1) besteht aus Horn I, Hohlleiter und Erregergerät 3

Wenn der die Antenne * speisende Generator einen koaxialen Ausgang hat, wird der Antennenwellenleiter 2 am häufigsten durch einen Stift erregt, der senkrecht zur breiten Wand j des Wellenleiters angeordnet ist; die Erregung erfolgt über ein Koaxialkabel an den Stift. Wenn der die Antenne speisende Generator über einen Hohlleiterausgang verfügt, wird der Speisepfad üblicherweise in Form eines rechteckigen Hohlleiters mit einer H 10-Welle ausgeführt. Die Hohlleiterzuführung gelangt direkt in den Hohlleiter 2 und regt das Horn an. Berechnung des spannenden Geräts im Formular; Auf einen asymmetrischen Stift wird im nächsten Absatz eingegangen.

Auswählen von Wellenleitergrößen

Die Wahl der Querschnittsabmessungen eines rechteckigen Wellenleiters a und b erfolgt aus der Bedingung der Ausbreitung nur des Hauptwellentyps #у im Wellenleiter:

Die Beziehung (6.1) ist in der Grafik in Abb. dargestellt. 6.2, mit dem sich die Abmessungen von a ermitteln lassen. Dimension b muss Bedingung b erfüllen

Lassen Sie uns einige Überlegungen zur Berechnung des Sondentransfers vorstellen (siehe Abb. 6.3).

Die Eingangsimpedanz eines Stifts in einem Wellenleiter sowie eines asymmetrischen Vibrators im freien Raum ist im Allgemeinen eine komplexe Größe. Der aktive Teil des Eingangswiderstands hängt hauptsächlich von der Länge des Stifts ab, der reaktive Teil von der Länge und Dicke. Im Gegensatz zum freien Raum hängt die Eingangsimpedanz eines Pins in einem Wellenleiter von der Struktur des Feldes im Wellenleiter in der Nähe des Pins ab.

Berechnung; Die reaktive Komponente des Eingangswiderstands liefert ungenaue Ergebnisse und ergibt keinen Sinn. Um eine Anpassung sicherzustellen, muss der Blindanteil des Eingangswiderstands gleich Null sein. Die aktive Komponente des Eingangswiderstands kann als gleich dem Widerstand des Strahlungsstifts im Wellenleiter angesehen werden. sei gleich!

Der Strahlungswiderstand eines Stiftes in einem rechteckigen Hohlleiter im Wanderwellenmodus wird durch die folgende Beziehung bestimmt:

Bei Vorhandensein einer reflektierten Welle in einer rechteckigen; Wellenleiter, der Pin-Widerstand ändert sich leicht:-

Wellenwiderstand der Zuleitung.

reaktive Leitfähigkeitsanteile rechts und links vom Stift, nämlich:

In den angegebenen Formeln werden die folgenden Notationen übernommen: a und bSh sind die Abmessungen des Wellenleiterquerschnitts; X\ – Position des Stifts an der breiten Wand des Wellenleiters, häufiger; Insgesamt befindet sich der Stift in der Mitte der breiten Wand, d. h. Xi = a/2; Zi.-- Abstand vom Stift zur Kurzschlusswand des Wellenleiters; dsh ist der Abstand vom Pin zum nächstgelegenen Spannungsknoten; k.b. V. - Koeffizient der Wanderwelle im Wellenleiter; X^f ist die Wellenlänge im Wellenleiter; r in -4 Wellenleiterimpedanz

/g d – effektive Höhe des Stifts in der Welle

Wasser, dessen geometrische Höhe / ist, wird durch die Formel bestimmt

Mit den Werten x\ und mithilfe der Formeln (6.18), (6.19) und (6.21) können wir die Höhe des Stifts / ermitteln, bei der das erforderliche /? Im x.

Zur vollständigen Abstimmung müssen die Konstruktionen zwei Einstellelemente vorsehen. Beispielsweise können Sie die Höhe des Stifts / und die Position der Kurzschlusswand im Hohlleiter U (siehe Abb. 6.3) oder die Maße k und S (siehe Abb. 6.4,6) anpassen. In einigen Fällen sind sie zur Vereinfachung des Designs auf eine beschränkt; Anpassung und erlauben Sie eine gewisse* Nichtübereinstimmung in der koaxialen Versorgung.

6.5. Berechnung des Reflexionskoeffizienten

Die Reflexion einer Hornantenne erfolgt in zwei Abschnitten: in der Hornöffnung (1\) und in ihrem Hals (G 2).

Betrachten wir kurz jeden der Reflexionskoeffizienten. Der Reflexionskoeffizient der Apertur T\ ist ein komplexer Wert; sein Modul und seine Phase hängen von der Größe der Apertur ab. Eine rigorose Lösung des Problems für das offene Ende eines zwischen zwei unendlichen Ebenen eingebetteten Wellenleiters, durchgeführt von L. A. Weinstein; lässt uns feststellen, dass der Modul des Reflexionskoeffizienten mit zunehmender Größe der Apertur abnimmt und die Phase gegen Null geht.

Aus der Beziehung kann ungefähr der Modul des Reflexionskoeffizienten von der Apertur für die Hauptwellenart bestimmt werden

Ausbreitungskonstante in einem rechteckigen Wellenleiter, dessen Querschnitt gleich der Hornapertur ist;/" d*// r: . ? \ ^

Die Ausbreitungskonstante in einem kreisförmigen Wellenleiter, dessen Durchmesser dem Durchmesser der Apertur eines konischen Horns entspricht.

Der Reflexionskoeffizient entlang der Länge des Horns von der Öffnung bis zum Hals ändert sich nicht nur in der Phase, sondern auch in der Amplitude. Mit Öffnungsgrößen in mehreren Längen

Der experimentell gemessene Reflexionskoeffizient fi vom offenen Ende eines rechteckigen Wellenleiters (23 x 10) mm 2 bei einer Wellenlänge von 3,2 cm ist gleich

Betrachten wir den Reflexionskoeffizienten vom Hals des Horns G2.

Bei der Bestimmung des Koeffizienten G2 wird davon ausgegangen

Im Horn entstand eine Wanderwelle. Das Problem wird durch die Kombination von Feldern an der Verbindungsstelle des Wellenleiters gelöst

Horngrößen auswählen

Die Abmessungen der Öffnung eines Pyramiden- oder Sektorhorns a p und b p (siehe Abb. 6.1) werden entsprechend der erforderlichen Breite des Strahlungsdiagramms in der entsprechenden Ebene oder gemäß k.n. ausgewählt. D.

Die Breite des Strahlungsmusters steht in folgendem Verhältnis zu den Aperturabmessungen a v und b v:

Die Erfindung betrifft Antennenspeisegeräte, nämlich Ultrakurzwellen-Radiowellenantennen und Mikrowellenantennen zur Aussendung horizontal polarisierter Wellen mit kreisförmigem Strahlungsmuster in der horizontalen Ebene. Das durch die Umsetzung der vorgeschlagenen Erfindung erzielte technische Ergebnis ist die Erweiterung des Betriebsfrequenzbereichs der zylindrischen Schlitzantenne, wodurch die Antenne mit Vorrichtungen zur Anpassung an die Speiseleitung ausgestattet wird, die für die Größe beim Abstimmen der Antenne auf die Betriebsresonanz nicht kritisch sind Frequenz. Die zylindrische Schlitzantenne enthält einen leitenden zylindrischen Körper mit einem Längsschlitz mit ersten und zweiten Kanten und einer Einspeisung, der zusätzlich eine erste leitende Klemme, eine zweite leitende Klemme und einen passenden Kabelabschnitt enthält, wobei die erste Klemme so angeordnet ist, dass sie einen galvanischen Kontakt bildet An der ersten Kante des Schlitzes wird die zweite Klemme angebracht, wobei durch Bildung eines galvanischen Kontakts an der zweiten Kante des Schlitzes die Zuleitung auf der Oberfläche des Zylinders entlang einer geraden Linie diametral gegenüber der Längsachse des Schlitzes verlegt wird , mit einer Biegung in der Nähe des Erregungspunktes des Schlitzes, durch die erste Klemme verlegt, wobei der Außenleiter des Abzweigs einen galvanischen Kontakt mit der ersten Klemme bildet, wird ein passender Kabelabschnitt durch die zweite Klemme verlegt, der Der Zentralleiter des Einspeisers ist galvanisch mit dem Zentralleiter des passenden Kabelabschnitts verbunden. 1 Gehalt f-ly, 6 Abb.

Zeichnungen für RF-Patent 2574172

Technologiegebiet, auf das sich die Erfindung bezieht

Die Erfindung betrifft Antennenspeisegeräte, nämlich Ultrakurzwellen-Radiowellenantennen und Mikrowellenantennen zur Aussendung horizontal polarisierter Wellen mit kreisförmigem Strahlungsmuster in der horizontalen Ebene.

Stand der Technik

Die Schlitzantenne wurde erstmals 1938 von Alan D. Blumlein für den Einsatz bei Fernsehübertragungen im Ultrakurzwellenbereich mit horizontaler Polarisation und einem kreisförmigen Strahlungsmuster (RP) in der horizontalen Ebene vorgeschlagen [Britisches Patent Nr. 515684. Elektrische HF-Leiter. Alan Blumlein, Hrsg. 1938. US-Patent Nr. 2,238,770 Elektrischer Hochfrequenzleiter oder -strahler]. Die Antenne ist ein Rohr mit einem Längsschlitz. Die Einfachheit des Designs und das Fehlen eines über der Oberfläche hervorstehenden Teils, in den ein Schlitz geschnitten ist, erregten die Aufmerksamkeit von Spezialisten, die Funksysteme für U-Boote entwerfen. Schlitzantennen stören nicht die Aerodynamik der Objekte, auf denen sie installiert sind, was zu ihrer weit verbreiteten Verwendung in Flugzeugen, Raketen und anderen beweglichen Objekten geführt hat. Solche Antennen mit Schlitzen, die in die Wände von Wellenleitern mit rechteckigem, kreisförmigem oder anderem Querschnitt geschnitten sind, werden häufig als luftgestützte und bodengestützte Antennen für Radar- und Funknavigationssysteme verwendet.

Damit ist die erste zylindrische Schlitzantenne A.D. bekannt. Blumlein zur Emission horizontal polarisierter Wellen hoher Frequenz, bestehend aus einem leitenden Zylinder mit einem Längsspalt, Vorrichtungen zur Anregung des Schlitzes an einem Ende des Zylinders und einem Kurzschluss am anderen Ende des Zylinders, einer Vorrichtung zur Einstellung der Breite des Schlitz. Der leitende Zylinder hat eine Länge, die der halben Wellenlänge im freien Raum entspricht.

Die Nachteile der bekannten ersten Schlitzantenne bestehen darin, dass:

Die Antenne enthält keine Vorrichtungen zum Abstimmen der Antenne auf die Resonanzfrequenz.

Die Länge der Antenne entspricht der halben Wellenlänge im freien Raum, was es schwierig macht, eine akzeptable Antennenleistung in Bezug auf Richtungseigenschaften und Anpassung der Antenne an die Einspeisung zu erzielen.

Zur Aussendung horizontal polarisierter Hochfrequenzwellen ist eine zweite zylindrische Schlitzantenne bekannt, die einen leitenden Zylinder mit einem Längsschlitz, eine Speiseleitung, einen Kurzschluss am einen Ende des Schlitzes und Vorrichtungen zur Erregung der Antenne am anderen Ende des Schlitzes enthält Der Zylinder hat einen Durchmesser zwischen 0,151 und 0,121, wobei 1 die Wellenlänge im freien Raum bei der Betriebsfrequenz ist. Der besagte Zylinder hat eine Länge von etwa neun Zehnteln eines Viertels der Länge der stehenden Welle, die sich entlang der Schlitzlinie auf dem Zylinder bildet (die Wellenlänge in der Schlitzlinie auf dem Zylinder ist um ein Vielfaches größer als die Wellenlänge im freien Raum). .

Bei vertikaler Ausrichtung des Zylinders weist die Antenne ein nahezu kreisförmiges Strahlungsdiagramm mit horizontaler Polarisation des Strahlungsfeldes und einen hohen Richtwirkungskoeffizienten (DA) auf. Die Antenne ist kompakt und lässt sich bequem auf Dächern hoher Gebäude installieren. Ihre glatten Oberflächenkonturen verhindern die Ansammlung von nassem Schnee und die Bildung von Eis. Aufgrund ihrer kreiszylindrischen Form weist die Antenne eine relativ geringe Windlast auf.

Die bekannte zweite Antenne überwindet aufgrund ihrer Größe von einer halben Wellenlänge im freien Raum die Nachteile der ersten bekannten Antenne. Die 1946 entwickelte und im Chrysler Skyscraper in New York installierte Rundstrahl-Schlitzantenne von Andrew Alford wurde für die ersten Farbfernsehübertragungen verwendet.

Die bekannte Zylinderantenne mit zweitem Schlitz weist jedoch folgende Nachteile auf:

die Antenne hat eine große Längsgröße in Bezug auf die Wellenlängen im freien Raum, was ihre Verwendung als strahlendes Element eines Antennenarrays erschwert, das in der Ebene des Vektors H ein Strahlungsmuster einer besonderen Art bildet;

Die Antenne verfügt nicht über Vorrichtungen zur Anpassung an den Speiser.

Es ist eine Zylinderantenne mit drittem Schlitz zum Aussenden horizontal polarisierter Wellen hoher Frequenz bekannt, die einen leitenden Zylinder mit einem Längsschlitz enthält, der an beiden Enden des Zylinders kurzgeschlossen ist und durch ein Koaxialkabel angeregt wird, dessen Außenleiter galvanisch mit diesem verbunden ist der erste Rand des Schlitzes, und der Mittelleiter ist galvanisch mit dem zweiten Rand des Schlitzes verbunden.

Die bekannte zylindrische Antenne mit drittem Schlitz hat Nachteile:

Durch die asymmetrische Erregung der Antenne wird eine Welle angeregt, die sich in der vom Außenleiter des Koaxialkabels und dem Zylinder gebildeten Linie ausbreitet, wodurch eine merkliche Abstrahlung des Kabels beobachtet wird (Antennen-Feeder-Effekt), seine Eigenschaften hängen erheblich von externen Betriebsfaktoren ab;

Es gibt keine Vorrichtungen zum Anpassen der Antenne an die Speiseleitung (um die Antenne auf Resonanz bei der Betriebsfrequenz abzustimmen).

Die bekannte zylindrische Antenne mit drittem Schlitz weist einen schmalen Betriebsfrequenzbereich auf, der 1 % auf dem SWR-Pegel in der Stromleitung nicht überschreitet.

Die dritte bekannte, über ein Koaxialkabel gespeiste Schlitzzylinderantenne kommt in ihren wesentlichen Merkmalen der vorliegenden Erfindung am nächsten. Diese Antenne wird von den Autoren als Prototyp ausgewählt.

Offenlegung der Erfindung

Das technische Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, den Betriebsfrequenzbereich einer geschlitzten zylindrischen Antenne zu erweitern und die Antenne mit Vorrichtungen zur Anpassung an die Speiseleitung auszustatten, die beim Abstimmen der Antenne auf die Betriebsfrequenz (Resonanzfrequenz) nicht größenkritisch sind.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass eine geschlitzte zylindrische Antenne, die einen leitenden zylindrischen Körper (im Folgenden als Körper bezeichnet) mit einem Längsschlitz mit ersten und zweiten Kanten und einer Einspeisung enthält, zusätzlich eine erste leitende Klemme, eine zweite leitende Klemme ( (im Folgenden als erste Klemme, zweite Klemme bezeichnet) und einem dazu passenden Kabelstück, wobei die erste Klemme so angeordnet ist, dass sie einen galvanischen Kontakt am ersten Rand des Schlitzes bildet, und die zweite Klemme so angeordnet ist, dass sie einen galvanischen Kontakt am zweiten Rand bildet Rand des Schlitzes, der Speiser auf der Oberfläche des Zylinders wird entlang einer geraden Linie diametral entgegengesetzt zur Längsachse des Schlitzes verlegt, mit einer Biegung in der Nähe des Anregungspunktschlitzes, durch die erste Klammer gelegt unter Bildung von galvanischer Kontakt des Außenleiters des Abzweigs mit der ersten Klemme, der passende Kabelabschnitt wird durch die zweite Klemme verlegt, der Mittelleiter des Abzweigs wird galvanisch mit dem Mittelleiter des passenden Kabelabschnitts verbunden.

Die Einführung einer ersten leitenden Klemme, einer zweiten leitenden Klemme und eines passenden Kabelabschnitts in die Antenne, ihre relative Position und Verbindung in der Antenne wie oben angegeben löst die folgenden Probleme:

Erstellen Sie eine Antenne, die aufgrund eines symmetrischen Stromversorgungssystems ein symmetrisches Strahlungsmuster in der Ebene des Vektors H liefert, ohne Verzweigung des Diagramms und ohne Abweichung des Maximums des Strahlungsmusters von der Ebene senkrecht zur Zylinderachse;

Erstellen Sie eine Antenne, die aufgrund der Tatsache, dass der Durchmesser des Zylinders viel kleiner als die Wellenlänge ist, ein kreisförmiges Strahlungsmuster in der Vektorebene liefert.

Schaffung einer Antenne, die stabile Strahlungseigenschaften bietet, wenn sowohl schmale Schlitze mit niedriger Wellenimpedanz als auch breite Schlitze mit hoher Wellenimpedanz verwendet werden;

Erstellen Sie eine Antenne, die die Blindkomponente der Antenneneingangsimpedanz in einem weiten Frequenzbereich kompensiert.

Erstellen Sie eine Antenne, deren Strahlungswiderstand über einen großen Frequenzbereich in einem kleinen Bereich variiert.

Erstellen Sie eine Antenne, die ein niedriges SWR in der Stromleitung bietet, indem Sie die Eingangsimpedanz der Antenne über ein breites Frequenzband an die charakteristische Impedanz der Zuleitung anpassen.

Reduzieren Sie den zum Sender zurückkehrenden Leistungspegel, wenn die Antenne sendet, indem Sie die Antenne an die Speiseleitung anpassen.

Reduzieren Sie den Grad der Verzerrung des Spektrums des von der Antenne gesendeten (empfangenen) Signals aufgrund der gleichmäßigen Amplituden-Phasen-Charakteristik der Antenne im Frequenzbereich;

Erhöhen Sie die Widerstandsfähigkeit der Antenne gegen Hochfrequenzausfälle, indem Sie die Feldstärke im Hochfrequenzanschluss aufgrund einer Verringerung des SWR in der Stromleitung verringern, wenn die Antenne im Sendemodus arbeitet.

Versehen Sie die Antenne mit einem Anpassungsgerät, indem Sie die Reaktanz des Anpassungsgeräts ändern und dadurch das Betriebsfrequenzband der Antenne erweitern.

Bereitstellung einer einfachen Methode zum Abstimmen der Antenne in Abstimmung mit dem Feeder im Frequenzbereich;

Stellen Sie eine maximale Leistungsübertragung sicher, indem Sie die charakteristische Impedanz der Einspeisung anpassen.

Erhöhen Sie den potenziellen Leistungspegel in einer vorgewählten Einspeisung, indem Sie das SWR darin reduzieren.

Minimieren Sie Verluste im Speiser und reduzieren Sie dadurch die Erwärmung des Speisers bei der Stromübertragung durch ihn;

Minimieren Sie die Emission (den Empfang) elektromagnetischer Wellen durch die Zuleitung (die Außenseite des Außenleiters des Koaxialkabels);

Erstellen Sie eine Schlitzantenne, die sowohl als unabhängige Antenne als auch als Element eines Antennenarrays verwendet werden kann.

Erstellen Sie eine Antenne, die sich bequem an einem Rohr oder Gürtel eines Gittermastes montieren lässt.

Die Antenne ist kompakt; wenn der Zylinder vertikal ausgerichtet ist, sendet sie horizontal polarisierte Wellen aus. Kann als strahlendes Element eines Antennenarrays dienen. Das Antennenarray aus Schlitzstrahlern kann sowohl direkt auf der Erdoberfläche als auch auf den Dächern hoher Gebäude installiert werden. Die glatten Konturen der Antennenoberfläche verhindern die Ansammlung von nassem Schnee und die Bildung von Eis. Aufgrund ihrer kreiszylindrischen Form weist die Antenne eine relativ geringe Windlast auf.

Durch den Einbau eines Radoms in die Antenne wird das Problem des Schutzes der geschlitzten zylindrischen Antenne gemäß dieser Erfindung vor dem Einfluss äußerer Betriebsfaktoren gelöst.

Die Lösung der oben genannten Probleme zeigt, dass eine neue zylindrische Schlitzantenne geschaffen wurde, die Leistungsmerkmale in einem breiten Frequenzbereich bietet.

Die Lösung des ersten dieser Probleme wurde dadurch erreicht, dass die vorgeschlagene zylindrische Schlitzantenne symmetrisch zur Mitte des Schlitzes angeregt wird.

Der Betriebsfrequenzbereich der vorgeschlagenen Antenne auf der Seite kürzerer Wellen wird durch Änderungen in der Form des Strahlungsmusters (DP) begrenzt. Verwenden Sie Schlitze mit einer solchen Länge, dass das Muster nur ein Maximum aufweist, das senkrecht zur Antennenachse ausgerichtet ist. Eine Verringerung der Wellenlänge bei konstanten Spaltabmessungen kann zum Auftreten von zwei von der Antennenachse abweichenden Maxima führen.

Die Vergrößerung der Wellenlänge wird durch eine Verringerung des Richtwirkungskoeffizienten (DA) begrenzt. Es erweist sich als bedeutsam, wenn der Durchmesser des Zylinders im freien Raum weniger als 0,12 Wellenlängen beträgt.

Die vorgeschlagene Antenne kann im angegebenen Frequenzbereich abgestimmt werden.

Die Lösung des Problems der Erzeugung eines kreisförmigen Strahlungsmusters in der Vektorebene ergibt sich aus der Tatsache, dass der Durchmesser des Zylinders viel kleiner ist als die Wellenlänge im freien Raum.

Die Lösung des dritten Problems, nämlich die Bereitstellung eines breiten Betriebsfrequenzbereichs mit sowohl schmalen als auch breiten Schlitzen, wurde durch Kompensation der Blindkomponente der Antenneneingangsimpedanz erreicht.

Die Lösung des Problems, eine einfache Methode zur Kompensation des Blindanteils der Antenneneingangsimpedanz im Frequenzbereich bereitzustellen, wird durch die Verwendung zweier in Reihe geschalteter Kondensatoren zur Kompensation erreicht.

Lösung des Problems: Minimierung der Emission (Empfang) elektromagnetischer Wellen durch den Speiser – erreicht durch rationelle Platzierung des Speisers auf der Oberfläche des Zylinders, Einführung der ersten leitenden Klemme in die Antenne und Gewährleistung des galvanischen Kontakts des Außenleiters mit dem Spannen Sie zunächst den gesamten Umfang am Austritt aus der Klammer ein.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

In Abb. 1a) zeigt eine geschlitzte zylindrische Antenne 1 gemäß der vorliegenden Erfindung. In Abb. 1b) zeigt eine Vorderansicht einer geschlitzten Zylinderantenne, Abb. 1c) zeigt eine Draufsicht auf eine Schlitzzylinderantenne. In Abb. 1b) und Abb. 1c) Folgende Notation wurde eingeführt:

1 - zylindrische Schlitzantenne,

2 - zylindrischer Körper,

4 - erste Kante des Schlitzes,

5 - zweite Kante des Schlitzes,

7 - erste Klemme,

8 - zweite Klemme,

9 - passender Zylinder,

10 - passender Kabelabschnitt,

11 - Biegung des Speisers (bei der Wende vom vertikalen Abschnitt zum horizontalen Abschnitt in der Nähe des Schlitzerregungspunkts),

A – Anregungsbereich der Lücke.

In Abb. 2a) zeigt den Bereich A der Spaltanregung. In Abb. 2b) zeigt die Verbindung des Außenleiters der Einspeisung mit der ersten Klemme und dem ersten Rand des Schlitzes, die Vorrichtung zur Anpassung der Antenneneingangsimpedanz und deren Verbindung mit dem zweiten Rand des Schlitzes. In Abb. 2c) zeigt im Schnitt die Verbindung des Außenleiters der Einspeisung mit der zweiten Klemme und dem zweiten Schlitzrand, dem passenden Zylinder und dem passenden Kabelabschnitt. In Abb. 2b) und Abb. 2c) Folgende Notationen werden zusätzlich eingeführt:

12 - Zentralleiter des passenden Kabelabschnitts,

13 - Zentralleiter der Zuleitung,

14 - Außenleiter des Feeders.

In Abb. 3 zeigt das Ersatzschaltbild der Antenne; in Abb. 3 neue Bezeichnungen wurden eingeführt:

15 - Kapazität des Kondensators, der durch die Innenfläche des Anpasszylinders 9 und die Außenfläche des Außenleiters des Anpasskabelabschnitts 10 gebildet wird,

16 – Kapazität des Kondensators, der durch die Innenfläche des Außenleiters und den Mittelleiter des passenden Abschnitts des Kabels 10 gebildet wird,

17 - Induktivität aufgrund des Stromflusses entlang der Innen- und Außenflächen des Rohrs vom ersten Rand zum zweiten Rand des Schlitzes (ohne Kondensatoren 15 und 16),

18 - Realteil der Antenneneingangsimpedanz (vor dem Anschluss der Kondensatoren 15 und 16),

19 - bedingter Anschluss, der dem Punkt des galvanischen Kontakts des Außenleiters des Abzweigs durch die erste leitende Klemme mit Kante 4 entspricht,

20 - bedingter Anschluss, der dem Punkt am Eingang des Mittelleiters des passenden Kabelabschnitts entspricht,

21 - Punkt des galvanischen Kontakts des passenden Zylinders durch die leitende Klemme 2 mit der Kante 5 des Schlitzes 3.

In Abb. Abbildung 4 zeigt die experimentellen Abhängigkeiten des Real- und Imaginärteils des Eingangswiderstands und des SWR von der Frequenz der ersten und zweiten Proben einer geschlitzten zylindrischen Antenne; in Abb. 4 Notation eingeführt:

221 - Frequenzabhängigkeit des Realteils der Eingangsimpedanz der ersten Probe mit einem passenden Kabelabschnitt von 10,5 mm Länge,

222 - Abhängigkeit von der Frequenz des Imaginärteils des Eingangswiderstands der ersten Probe mit einem passenden Kabelabschnitt von 10,5 mm Länge,

223 - Abhängigkeit von der Frequenz der SWR-Antenne der ersten Probe mit einem passenden Kabelabschnitt von 10,5 mm Länge,

231 - Abhängigkeit von der Frequenz des Realteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 11,5 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 20,5 mm Länge,

232 - Abhängigkeit von der Frequenz des Imaginärteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 11,5 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 20,5 mm Länge,

233 - Frequenzabhängigkeit der SWR-Antenne der zweiten Probe der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 11,5 mm Länge und einem passenden Kabelsegment von 20,5 mm Länge,

241 - Abhängigkeit von der Frequenz des Realteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 7 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 24 mm Länge,

242 - Abhängigkeit von der Frequenz des Imaginärteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 7 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 24 mm Länge,

243 - Frequenzabhängigkeit der SWR-Antenne der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 7 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 24 mm Länge,

251 - Frequenzabhängigkeit des Realteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 5 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 30 mm Länge,

252 - Abhängigkeit von der Frequenz des Imaginärteils des Eingangswiderstands der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 5 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 30 mm Länge,

253 - Frequenzabhängigkeit der SWR-Antenne der zweiten Probe mit einem passenden Zylinder von 5 mm Länge und einem passenden Kabelabschnitt von 30 mm Länge,

In Abb. Abbildung 5 zeigt Beispiele für die Verteilung der elektrischen Feldstärke entlang der Übertragungsleitung 26, bei der es sich um einen Längsschlitz auf dem Zylinder handelt, und entlang der Zweidrahtleitung, die zur Erregung dieser Übertragungsleitung verwendet wird: a) Die Frequenz des Generators beträgt kleiner als die kritische Frequenz der Hauptwelle der Schlitzlinie auf dem Kreiszylinder, b) die Frequenz des Generators ungefähr gleich der kritischen Frequenz der Hauptwelle der Schlitzlinie auf einem Kreiszylinder, c) die Frequenz des Generator ist größer als die kritische Frequenz der Hauptwelle der Schlitzlinie auf einem Kreiszylinder.

In Abb. 5 werden folgende Notationen eingeführt:

27 - konzentrierte Spannungsquelle,

28 - Zweidraht-Übertragungsleitung,

29 - Vektoren der elektrischen Feldstärke.

In Abb. Abbildung 6 zeigt die Struktur des elektrischen Feldes zu einem bestimmten Zeitpunkt im Innen- und Außenbereich der Schlitzzylinderantenne in einem Schnitt senkrecht zur Antennenachse. In Abb. 6 werden folgende Bezeichnungen eingeführt: 30 - elektrische Feldlinien.

In Abb. 7 zeigt ein Beispiel für die Verwendung der zylindrischen Schlitzantenne der vorliegenden Erfindung als Element eines Antennenarrays.

Ausführung der Erfindung

Bezugnehmend auf FIG. Fig. 1b zeigt eine Schlitzantenne 1 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Antenne besteht aus einem zylindrischen Körper 2 mit einem Schlitz 3 mit einer ersten Kante 4 und einer zweiten Kante 5, einer Einspeisung 6, einer ersten leitenden Klemme 7, einer zweiten leitenden Klemme 8, einem passenden Zylinder 9, einem passenden Abschnitt des Kabels 10 und Befestigungselemente.

Der zylindrische Körper 2 besteht aus einem leitfähigen Material wie beispielsweise Messing, einer Aluminiumlegierung, Stahl oder einem anderen Metall oder einer Metalllegierung mit guter Leitfähigkeit. Ein zylindrischer Körper mit 2 im Querschnitt hat die Form eines Kreises. Der Querschnitt des Körpers kann die Form eines Quadrats, eines Rechtecks, einer Ellipse oder eines anderen gekrümmten Profils haben.

Der Schlitz 3 wird durch Fräsen, Laserschneiden oder einen anderen mechanischen Vorgang über die gesamte Tiefe der Körperwand in den zylindrischen Körper 2 eingebracht, um die erste Kante 4 und die zweite Kante 5 parallel zur Längsachse des zylindrischen Körpers zu bilden.

Als Zuleitung 6 kann ein serielles Koaxialkabel verwendet werden. Der Übersichtlichkeit halber ist der passende Zylinder 9 als Segment eines Kreiszylinders dargestellt.

Der Übersichtlichkeit halber ist der passende Abschnitt des Kabels 10 als kurzer Abschnitt einer Koaxialleitung dargestellt. Der passende Abschnitt des Kabels 10 befindet sich teilweise innerhalb des passenden Zylinders 9 und teilweise außerhalb von 9.

Der passende Zylinder 9, die Klemmen 7 und 8 bestehen aus gut leitendem Material, beispielsweise Messing oder einer Aluminiumlegierung. Um die Lötbarkeit zu gewährleisten, werden sie beispielsweise mit einer Zinn-Wismut-Legierung beschichtet.

Das dem Schlitz gegenüberliegende Ende des passenden Kabelabschnitts 10 ist offen und mit nichts verbunden. Der Mittelleiter 11 des passenden Kabelabschnitts 10 tritt aus dem passenden Zylinder 9 aus und reicht bis zur Mitte des Schlitzes 3.

Die oben genannten Geräte und Teile sind relativ zueinander angeordnet und wie folgt miteinander verbunden.

Die erste Klemme 7 ist unter Bildung eines galvanischen Kontakts an der ersten Kante 4 des Schlitzes befestigt, die zweite Klemme 8 ist unter Bildung eines galvanischen Kontakts an der zweiten Kante 5 des Schlitzes befestigt, die Zuleitung 6 an der Oberfläche des Zylinders 2 wird entlang einer geraden Linie diametral entgegengesetzt zur Längsachse des Schlitzes mit einer Biegung 13 in der Nähe des Erregungspunktes des Schlitzes befestigt und dann durch die erste Klemme 7 unter Bildung eines galvanischen Kontakts durch den Außenleiter 14 verlegt Beim Einspeisen mit der ersten Klemme 7 wird der passende Kabelabschnitt 10 in den passenden Zylinder gelegt, der von der zweiten Klemme abgedeckt wird, der Mittelleiter 12 des Einspeisers wird mit dem Mittelleiter 11 des passenden Kabelabschnitts galvanisch verbunden.

Das zweite Ende der Zuleitung 6 ist in einem Hochfrequenzstecker installiert. In diesem Fall wird als passender Abschnitt des Kabels 10 entweder ein Abschnitt eines Standard-Koaxialkabels oder ein Abschnitt einer speziellen Übertragungsleitung verwendet, bestehend aus einem Außenleiter in Form eines Rohrs, einem Mittelleiter in Form von ein Stab oder Rohr und ein dazwischen befindlicher dielektrischer Hohlzylinder.

Zur Befestigung des Speisers 6 am zylindrischen Körper 2 können standardisierte Klammern, Schrauben und Muttern verwendet werden.

Funktionsprinzip der Antenne

Die Antenne funktioniert wie folgt. Elektromagnetische Schwingungen in der Antenne werden durch das Anlegen einer Potentialdifferenz an zwei einander gegenüberliegenden Punkten 19 und 20 an den ersten 4 und zweiten 5 Kanten des Schlitzes 3 angeregt. Um die Antenne effektiv anzuregen, muss der Durchmesser der Rohr 2 muss so gewählt werden, dass die Generatorfrequenz höher ist als die kritische Frequenz der Hauptwelle H 00 Schlitzleitung auf einem zylindrischen Hohlleiter. Um diesen Punkt zu veranschaulichen, wurden drei in Abb. 1 dargestellte Situationen (unter Verwendung einer rigorosen Lösung des Randwertproblems der Elektrodynamik) unter Verwendung eines Modellproblems betrachtet. 5.

In Abb. Fig. 5 zeigt eine Schlitzleitung auf einem Rundhohlleiter, in Reihe geschaltet mit einer Zweidrahtleitung, an deren Ende ein Spannungsgenerator angeschlossen ist. In Abb. Abbildung 5 zeigt Beispiele für die Verteilung der elektrischen Feldstärke entlang der Übertragungsleitung für die folgenden Fälle: a) die Generatorfrequenz ist kleiner als die kritische Frequenz der Hauptwelle der Schlitzleitung auf einem kreisförmigen Zylinder, b) die Generatorfrequenz ist ungefähr gleich der kritischen Frequenz der Hauptwelle der Schlitzlinie auf einem Kreiszylinder, c) die Generatorfrequenz größer ist als die kritische Frequenz der Grundwelle der Schlitzlinie auf einem Kreiszylinder. In Abb. In 5 ist die elektrische Feldstärke proportional zur Länge des Vektors. Wie aus Abb. ersichtlich ist. 5, im Fall a) wird die elektromagnetische Welle praktisch vom Eingang zur Übertragungsleitung reflektiert. Die Welle dringt bis zu einer Tiefe in die Schlitzlinie ein, die für die Länge des Willens vernachlässigbar klein ist. Im Fall b) stellt sich in der geschlitzten zylindrischen Übertragungsleitung eine exponentiell abnehmende Feldverteilung ein. Im Fall c) entsteht eine stehende Welle in einer geschlitzten zylindrischen Übertragungsleitung. In diesem Fall ist die Länge der stehenden Welle in der Schlitzübertragungsleitung größer als die Länge der stehenden Welle in der Zweidraht-Übertragungsleitung.

Vorzugsweise wird ein Rohrdurchmesser von 0,14 Wellenlängen im freien Raum gewählt. Es empfiehlt sich, die Spaltlänge nahe der halben Wellenlänge der Hauptwelle H 00 der Schlitzlinie auf einem zylindrischen Wellenleiter zu wählen

Die Breite des Spaltes 3 überschreitet nicht ein Dreißigstel der Wellenlänge. Daher kann die Ungleichmäßigkeit der Stromverteilung auf dem Mittelleiter des Kabels innerhalb des Schlitzes 3 praktisch vernachlässigt werden. Dadurch wird das unsymmetrische Koaxialkabel so in den Anregungsbereich der Antenne eingeführt, dass es weder die physikalische noch die elektrische Symmetrie der Antenne verletzt. Die zwischen dem Außenleiter der Zuleitung 6 und dem Gehäuse 2 im Bereich von der Biegung der Zuleitung bis zur Nut auftretenden Verschiebungsströme sind gering, da der Außenleiter der Zuleitung 6 und das Gehäuse 2 galvanischen Kontakt miteinander haben einander durch die erste leitende Klemme 7. Der galvanische Kontakt des Außenleiters der Zuleitung 6 und des Gehäuses 2 führt dazu, dass die elektrische Feldstärke an der Verbindungsstelle gleich Null ist. In einem Abschnitt der Zuleitung, der entlang einer geraden Linie diametral gegenüber der Achse des Schlitzes liegt, werden Verschiebungsströme zwischen dem Außenleiter der Zuleitung 6 und dem Gehäuse 2 nicht angeregt, da in diesem Abschnitt der Strecke das Potential Null ist. Daher kann die potentielle Strahlung aus dem Spalt, der zwischen dem Außenleiter der Zuleitung 6 und dem Gehäuse 2 entsteht, vernachlässigt werden. Dadurch werden der Antenneneffekt der Zuleitung und die damit verbundenen unvorhersehbaren Verzerrungen des Antennenstrahlungsmusters, Änderungen der Antenneneingangsimpedanz und kreuzpolarisierte Feldstrahlung eliminiert. Unter Verwendung einer strengen Lösung der Maxwell-Gleichungen unter gegebenen idealen Randbedingungen wurden die elektrischen Feldlinien mit der Zeitmethode zu verschiedenen Zeitpunkten während einer Periode der Generatorspannungsschwankungen berechnet. Feldlinien zu einem bestimmten Zeitpunkt sind in Abb. dargestellt. 6. Um die Bezeichnung von Antennenelementen durch Nummern zu erleichtern, wurde der Zeitpunkt gewählt, zu dem die elektrische Feldstärke in unmittelbarer Nähe des Schlitzes gering ist, sodass in dieser Umgebung in Abb. 6 keine Kraftlinien vorhanden sind. Weit entfernt vom Spalt sind bereits gebildete Feldwirbel zu beobachten, dargestellt durch Kraftlinien, die nicht durch Ladungen an den Wänden des Zylinders gestützt werden. In der Zwischenzone beginnen die Kraftlinien in der dargestellten Zeichnung in der unteren Hälfte des Zylinders und enden im oberen Teil des Zylinders. An dem Punkt gegenüber der Mitte des Spalts nimmt die Kraftlinie ihren Weg nicht ein und beendet ihn nicht, da das Potential an diesem Punkt Null ist. Dieser Punkt ist der Grenzpunkt zwischen der unteren und oberen Zylinderhälfte. Nach obiger Regel sollte die Kraftlinie hier ihren Weg beginnen und enden. Dies erweist sich jedoch als unmöglich, denn Die Vektoren der elektrischen Feldstärke, die den unteren und oberen Teil der Feldlinie tangieren, sind an diesem Punkt einander entgegengesetzt und heben sich daher gegenseitig auf. Aus diesem Grund erweist sich die Nähe der Linie gegenüber der Schlitzachse als günstig für die Verlegung einer Zuleitung entlang dieser Leitung, um den Antenneneffekt der Zuleitung zu minimieren.

Das obige Antennendesign ermöglicht eine bequeme Anpassung der Ausrichtung der Antenne an der Zuleitung. Betrachten wir dies genauer, indem wir uns auf die äquivalente Antennenschaltung in Abb. 1 beziehen. 3. In ABB. In 3 bezeichnet die Zahl 15 den ersten Kondensator mit der Kapazität C 1, der durch die Innenfläche des Anpasszylinders 9 und die Außenfläche des Außenleiters des Anpasskabelabschnitts 10 gebildet wird. In diesem Fall spielt der Kabelmantel die Rolle ein Dielektrikum. Die Zahl 16 bezeichnet den zweiten Kondensator mit der Kapazität C 2, gebildet durch die Innenfläche des Außenleiters und die Oberfläche des Mittelleiters des Anpassabschnitts des Kabels 10. Die Zahl 17 bezeichnet die Induktivität L, die durch den Stromfluss entsteht entlang der Innen- und Außenflächen des Rohrs vom ersten Rand 4 bis zum zweiten Rand 5 des Schlitzes. Die Zahl 18 gibt den Widerstand R an, der auf die Strahlungsverluste der Antenne zurückzuführen ist. Klemme 19 entspricht dem Punkt des galvanischen Kontakts des Außenleiters des Abzweigs durch die erste leitende Klemme mit Kante 4. Klemme 20 entspricht dem Punkt am Eingang des Mittelleiters des passenden Kabelabschnitts. Die Zahl 21 gibt den Punkt des galvanischen Kontakts des passenden Zylinders durch die leitende Klammer 8 mit der Kante 5 des Schlitzes 3 an.

Zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren 15 und 16 haben eine äquivalente Kapazität C 3:

Der Eingangswiderstand an den Klemmen 19, 20 Zin ist aufgrund der Reihenschaltung einer Ersatzkapazität C 3 und einer Kette aus parallel geschalteten Widerständen R und Induktivitäten L bei einer Frequenz gleich:

Bei der Resonanzfrequenz ist der Imaginärteil des Eingangswiderstands Null, d. h.

Indem wir den Faktor im Nenner in eckigen Klammern in (2) durch seinen Wert aus (3) ersetzen, erhalten wir den Eingangswert bei der Resonanzfrequenz:

Eine ideale Anpassung an die Zuleitung wird erreicht, wenn die Eingangsimpedanz der Antenne gleich der charakteristischen Impedanz der Zuleitung ist. Bei gegebenem L und R erfolgt die Anpassung nach Vereinbarung durch Auswahl des Wertes der äquivalenten Kapazität C 3 .

Im Grenzfall, wenn kein passender Zylinder (C 1 ) vorhanden ist, ist die Ersatzkapazität C 3 gleich der Kapazität C 2 – der Kapazität des passenden Kabelabschnitts. Um die Antenne an die Speiseleitung anzupassen, ist normalerweise ein kleiner Wert von C 2 erforderlich. Bei Arbeiten im Meter- und Dezimeter-Wellenlängenbereich ist manchmal ein passendes Segment mit einer Länge von maximal zehn Millimetern erforderlich. Kleine absolute Längenänderungen eines Kabelabschnitts führen zu relativ großen relativen Änderungen des C2-Wertes. Daher ist es beim genauen Abstimmen der Antenne auf die Betriebsfrequenz erforderlich, die Länge des Anpassungssegments um Bruchteile eines Millimeters zu ändern. Die Notwendigkeit, die Länge des passenden Kabelsegments mit einer Genauigkeit von Bruchteilen eines Millimeters auszuwählen, erschwert die Abstimmung der Antenne.

Ganz anders verhält es sich, wenn es sich um zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren handelt: Kapazität C1 und Kapazität C2. Es ist bekannt, dass wir durch die Reihenschaltung zweier Kondensatoren einen äquivalenten Kondensator erhalten, dessen Kapazität geringer ist als die Kapazität jedes einzelnen Kondensators. Wenn wir nun bei einem festen Wert von C 1 die Kapazität C 2 innerhalb großer Grenzen ändern, erhalten wir Änderungen im Wert der äquivalenten Kapazität innerhalb kleiner Grenzen.

Die anfängliche Länge des passenden Kabelsegments sollte natürlich größer sein als in dem Fall, in dem dieser andere Kondensator nicht vorhanden ist. Dadurch ist die Längenänderung des passenden Kabelabschnitts nun in relativen Einheiten größer und die Einstellung genauer.

Diese. Das Abstimmen der Antenne auf die Betriebsfrequenz durch Längenänderung des passenden Kabelabschnitts, beispielsweise durch Abschneiden, bereitet keine Schwierigkeiten, denn Längenänderungen werden in Millimetern gemessen.

Die Antenne hat den folgenden Vorteil, nämlich dass mit der Einführung eines Anpassungszylinders in die Antenne die elektrische Festigkeit der Antenne steigt. Die höchste elektrische Feldstärke tritt bei erregter Antenne im Anpassungsabschnitt des Kabels auf. Bei einer Antenne mit Anpasszylinder wird nun die Potentialdifferenz zwischen Mittelleiter und Rohrrand auf zwei Kondensatoren verteilt, von denen der erste durch den Mittelleiter und der Außenleiter des Kabels gebildet wird, der zweite Kondensator gebildet durch den Außenleiter des Kabels und den passenden Zylinder. Die Summe der Spannungsabfälle an diesen beiden Kondensatoren entspricht der Potentialdifferenz zwischen dem Mittelleiter und dem Rand. Diese. Die Spannung an jedem Kondensator ist geringer als die Gesamtspannung, was die elektrische Festigkeit der Antenne erhöht.

Es wurden zwei Muster einer geschlitzten zylindrischen Antenne hergestellt. Das erste Muster enthielt einen leitenden Zylinder mit Längsschlitz, eine Einspeisung und einen passenden Kabelabschnitt. Die erste Probe hatte keinen passenden Zylinder, keine erste leitende Klemme und keine zweite leitende Klemme. Der Außenleiter des passenden Zuleiters hatte galvanischen Kontakt direkt mit Kante 4. Das zweite Muster unterscheidet sich vom ersten dadurch, dass es zusätzlich einen passenden Zylinder, eine erste leitfähige Klemme und eine zweite leitfähige Klemme enthält. Das zweite Beispiel verwendet einen passenden Kabelabschnitt, der länger ist als das erste Beispiel. Im zweiten Beispiel wird der passende Kabelabschnitt innerhalb des passenden Zylinders verlegt und außerhalb desselben weitergeführt. Nachfolgend erfolgt eine Beschreibung des zweiten Beispiels, das der vorliegenden Erfindung entspricht. Bei der Beschreibung des Antennenbeispiels beziehen wir uns auf die Notation von Abb. 1 und Abb. 2.

Die Antennenprobe besteht aus einem zylindrischen Körper 2 mit einem Schlitz 3 mit einer ersten Kante 4 und einer zweiten Kante 5, einer Zuleitung 6, einem passenden Kabelabschnitt 10, einem passenden Zylinder 9, einer ersten Klemme 7 und einer zweiten Klemme 8. und Verbindungselemente.

Gehäuse 2, 720 mm lang und 130 mm im Durchmesser, besteht aus verzinntem Blech mit einer Dicke von 0,3 mm. Der Querschnitt des Körpers hat die Form eines Kreises. In den Körper ist ein Schlitz 3 mit einer Länge von 640 mm und einer Breite von 30 mm geschnitten, um die erste Kante 4 und die zweite Kante 5 parallel zur Längsachse des zylindrischen Körpers zu bilden.

Als Zuleitung 6 wurde das serielle Koaxialkabel RK-50-2-11 verwendet.

Der passende Abschnitt der Einspeisung 10 besteht aus einem kurzen Abschnitt des Koaxialkabels RK-50-2-11. Der Abschnitt 10 des Koaxialkabels befindet sich im Inneren des passenden Zylinders 9.

Der passende Zylinder 9 besteht aus einem Messingrohr mit einem Innendurchmesser von 4 mm. In diesem Fall wurden Messungen bei drei Rohrlängen durchgeführt: 11,5 mm; 7 mm; 5 mm.

Das dem Schlitz gegenüberliegende Ende des passenden Kabelabschnitts 10 ist offen und mit nichts verbunden. Der Mittelleiter 11 des Anpassabschnitts 10 der Koaxialleitung tritt aus dem Anpasszylinder 9 aus und reicht bis zur Mitte des Schlitzes 3.

Die Einspeisung 6 wird auf der Oberfläche des Zylinders entlang einer geraden Linie, diametral gegenüber der Längsachse des Schlitzes, befestigt, in der Nähe des Antennenerregungspunkts gebogen, in die erste Klemme 7 gelegt und dann oberhalb des Schlitzes 3 verlegt innerhalb des passenden Zylinders 9 und setzt sich dann außerhalb des Zylinders 9 fort. Die äußere Isolierung des Speisers wird entlang der Länge des Schlitzes geschnitten und entfernt. Der Außenleiter (Geflecht) wird am Eingang der zweiten Klemme 8 am Umfang abgeschnitten, das Geflecht zum Rand hin gekämmt 4. Das gekämmte Geflecht wird gleichmäßig über den Kreis verteilt und mit der Klemme 7 verlötet. Somit entsteht der Außenleiter Der Einspeiser 6 ist über die Klemme 7 galvanisch mit der ersten Kante der Schlitze 4 verbunden, und der Mittelleiter 12 des Einspeisers 6 ist mit dem Mittelleiter 11 des passenden Abschnitts des Kabels 10 verbunden. Das zweite Ende des Koaxial-Einspeisers 6 ist eingebettet in einen Hochfrequenzstecker.

Zur Befestigung des Einspeisers 6 am Gehäuse 2 werden standardisierte Klammern, Schrauben und Muttern verwendet.

Die Werte der realen ReZ- und imaginären ImZ-Teile der Eingangsimpedanz der Prototypantenne und der Antenne der vorliegenden Erfindung im an Proben gemessenen Frequenzbereich sind in Form von Diagrammen in Abb. dargestellt. 4a).

Die Abhängigkeiten des SWR von der Frequenz, die an den ersten und zweiten Antennenproben gemessen wurden, sind in Form von Diagrammen in Abb. dargestellt. 4b). Diagramm 22 entspricht dem ersten Antennenbeispiel. In diesem Fall beträgt die Länge des passenden Kabelabschnitts 10,5 mm. Die Diagramme 23, 24 und 25 entsprechen der zweiten Antennenprobe mit einer passenden Zylinderlänge von 11,5 mm, 7 mm bzw. 5 mm. In diesem Fall beträgt die Länge des passenden Kabelabschnitts 20,5 mm, 24 mm bzw. 30 mm.

Beim Abstimmen der ersten Antennenprobe auf die Resonanzfrequenz wurde die Länge des Anpasskabelabschnitts in Schritten von 0,25 mm geändert. Eine Änderung der Länge des Anpasssegments um 0,25 mm führte zu einer Änderung der Resonanzfrequenz um 0,5 MHz. Beim Abstimmen der zweiten Antennenprobe auf die Resonanzfrequenz wurde die Länge des Anpasskabelabschnitts in Schritten von 2 mm geändert. Eine Änderung der Länge des Anpasssegments um 2 mm führte zu einer Änderung der Resonanzfrequenz um 0,5 MHz. Wie aus der Betrachtung der Diagramme in Abb. ersichtlich ist. Wie aus 4 hervorgeht, weist eine Antenne, die bei unterschiedlichen Verhältnissen der Länge des Anpasszylinders und der Länge des Anpasskabelabschnitts auf die gleiche Resonanzfrequenz abgestimmt ist, nahezu die gleiche Abhängigkeit des SWR von der Frequenz auf. Vorteilhafter ist die Verwendung eines passenden Zylinders mit kürzerer Länge.

Tatsächlich kann das Inkrement DC 2 der äquivalenten Kapazität C 3 aus der Beziehung ermittelt werden:

Aus dieser Beziehung folgt: Je kleiner die Kapazität des Anpasszylinders C 1 (je kürzer die Länge des Anpasszylinders), desto weniger ändert sich die äquivalente Kapazität bei gleichen Inkrementen der Kapazität C 2 (Inkrement der Länge des Anpasskabels). Abschnitt). In diesem Fall besteht die Möglichkeit, längere passende Kabelabschnitte zu verwenden.

Mit längeren passenden Kabelabschnitten ist es bequemer, die Antenne abzustimmen, weil Sie können ein herkömmliches Kabelschneidewerkzeug verwenden.

Messungen der Polarisationseigenschaften der Antenne ergaben, dass die Antenne eine lineare Polarisation aufweist. An der Antenne durchgeführte Messungen zeigen, dass die Antenne frei von Feeder-Antenneneffekten ist.

Anwendung der Erfindung

Die Erfindung kann als eigenständige Antenne, als Elemente komplexerer Antennen, strahlende Elemente von Antennenarrays, Speisungen von Spiegel- und Linsenantennen verwendet werden.

Die Antenne kann entweder als eigenständige Antenne oder als Element eines linearen Antennenarrays verwendet werden.

Die vorgeschlagene Breitband-Dipolantenne erweist sich in allen Fällen als nützlich, in denen entweder eine unabhängige Schlitzantenne oder ein strahlendes (empfangendes) Element einer komplexeren Antennenvorrichtung oder eines Antennensystems erforderlich ist, von denen geringe Verluste in der Zuleitung, hohe Antenneneffizienz, und ein geringes Maß an Kreuzpolarisationsstrahlung erforderlich.

BEANSPRUCHEN

1. Eine zylindrische Schlitzantenne, die ein leitfähiges zylindrisches Gehäuse enthält, in dem ein Längsschlitz mit ersten und zweiten Kanten angebracht ist, und eine Einspeisung, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine erste Klemme enthält, die an der ersten Kante des Schlitzes befestigt ist, um einen galvanischen Kontakt zu bilden, a zweite Klemme an der zweiten Kante des Schlitzes unter Bildung eines galvanischen Kontakts befestigt, der passende Zylinder und der passende Kabelabschnitt, der passende Zylinder wird an der zweiten Kante des Schlitzes befestigt und durch die zweite Klemme wird der passende Kabelabschnitt verlegt An der zweiten Kante des Schlitzes installiert und durch den passenden Zylinder verlegt, wird der Speiser auf der Oberfläche des Zylinders entlang einer geraden Linie befestigt, die der Längsachse des Schlitzes diametral gegenüberliegt, mit einer Biegung zum Schlitz in der Nähe der Spitze Erregung des Schlitzes und Verlegen durch die erste Klemme unter Bildung eines galvanischen Kontakts des Außenleiters des Abzweigs mit der ersten Klemme, wobei der Zentralleiter des Abzweigs galvanisch mit dem Zentralleiter des passenden Kabelabschnitts verbunden wird.

2. Schlitzzylinderantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Anpasszylinder in Form eines kreisförmigen leitenden Zylinders ausgeführt ist.

Wissen Sie, Was ist ein Gedankenexperiment, ein Gedankenexperiment?
Dies ist eine nicht existierende Praxis, eine jenseitige Erfahrung, eine Vorstellung von etwas, das tatsächlich nicht existiert. Gedankenexperimente sind wie Wachträume. Sie bringen Monster zur Welt. Im Gegensatz zu einem physikalischen Experiment, bei dem es sich um einen experimentellen Test von Hypothesen handelt, ersetzt ein „Gedankenexperiment“ experimentelle Tests auf magische Weise durch gewünschte Schlussfolgerungen, die in der Praxis nicht getestet wurden, und manipuliert logische Konstruktionen, die tatsächlich die Logik selbst verletzen, indem unbewiesene Prämissen als bewiesene Prämissen verwendet werden ist, durch Substitution. Daher besteht die Hauptaufgabe der Antragsteller von „Gedankenexperimenten“ darin, den Zuhörer oder Leser zu täuschen, indem sie ein reales physikalisches Experiment durch seine „Puppe“ ersetzen – fiktive Argumentation auf Bewährung ohne die physische Überprüfung selbst.
Das Füllen der Physik mit imaginären „Gedankenexperimenten“ hat zur Entstehung eines absurden, surrealen, verwirrenden Bildes der Welt geführt. Ein echter Forscher muss solche „Bonbonpapiere“ von echten Werten unterscheiden.

Relativisten und Positivisten argumentieren, dass „Gedankenexperimente“ ein sehr nützliches Werkzeug sind, um Theorien (die auch in unserem Kopf entstehen) auf Konsistenz zu testen. Damit täuschen sie die Menschen, da jede Überprüfung nur von einer Quelle durchgeführt werden kann, die vom Überprüfungsgegenstand unabhängig ist. Der Antragsteller der Hypothese selbst kann kein Prüfer seiner eigenen Aussage sein, da der Grund für diese Aussage selbst das Fehlen von für den Antragsteller sichtbaren Widersprüchen in der Aussage ist.

Wir sehen dies am Beispiel von SRT und GTR, die sich zu einer Art Religion entwickelt haben, die die Wissenschaft und die öffentliche Meinung kontrolliert. Keine Menge Fakten, die ihnen widersprechen, können Einsteins Formel überwinden: „Wenn eine Tatsache nicht der Theorie entspricht, ändern Sie die Tatsache.“ (In einer anderen Version: „Entspricht die Tatsache nicht der Theorie? – Umso schlimmer für die Tatsache.“ “).

Das Maximum, das ein „Gedankenexperiment“ für sich beanspruchen kann, ist lediglich die innere Konsistenz der Hypothese im Rahmen der eigenen, oft keineswegs wahren Logik des Antragstellers. Dabei wird nicht die Einhaltung der Praxis überprüft. Eine echte Überprüfung kann nur in einem tatsächlichen physikalischen Experiment erfolgen.

Ein Experiment ist ein Experiment, weil es keine Verfeinerung des Denkens, sondern ein Test des Denkens ist. Ein Gedanke, der in sich konsistent ist, kann sich nicht selbst bestätigen. Dies wurde von Kurt Gödel bewiesen.

Es entsteht ein kurzgeschlossener Viertelwellenabschnitt einer Zweidrahtleitung. Aufgrund seines hohen Eingangswiderstands ist es nicht möglich, dass Ströme zur Außenhülle des Abzweigs abzweigen. Da der Widerstand zwischen den Punkten „a“ und „b“ hoch ist, sind die Arme des Vibrators bei der Strahlungsfrequenz trotz der galvanischen Verbindung zwischen ihnen elektrisch isoliert. Die Kanten der Schlitze werden üblicherweise verbreitert, um eine Anpassung der Wellenimpedanz des Speisers an die Eingangsimpedanz des Vibrators sicherzustellen.

Die Eingangsimpedanz des Vibrators beträgt das Vierfache. In dieser Hinsicht ist es praktisch, den Pistelkors-Schleifenvibrator, dessen Eingangsimpedanz 300 Ohm beträgt, mit einer Standardeinspeisung mit ρ f = 75 Ohm zu versorgen.

3. 2. Schlitzantennen

3.2.1. Arten von Schlitzantennen. Merkmale ihres Designs

Eine Schlitzantenne ist ein schmaler Schlitz, der in die Metalloberfläche eines Schirms, einer Resonatorhülle oder eines Wellenleiters geschnitten ist. Schlitzbreite d<<λ , длина обычно близка к половине волны. Щели прорезаются так, чтобы они пересекали линии поверхностного тока, текущего по внутренней стенке волновода или резонатора (рис. 3.21). Возможны различные положения щелей (см. рис. 3.21): поперечная (1), продольная (2), наклонная (3), и разнообразные их формы: прямолинейные, уголковые, гантельные, крестообразные (рис. 3.22).

Ein hochfrequenter Oberflächenstrom, der den Spalt durchquert, induziert wechselnde Ladungen (Spannung) an seinen Rändern und auf der Rückseite (Außenseite).

Es ist nicht die Oberfläche, an der Ströme angeregt werden. Das elektrische Feld im Spalt und Ströme an der Oberfläche sind Strahlungsquellen und bilden sich im Raum

und im Dezimeter - über eine koaxiale Übertragungsleitung. Dabei wird der Außenleiter an einer Kante des Schlitzes angeschlossen, der Innenleiter an der anderen. Um die Übertragungsleitung an die Antenne anzupassen, wird der Einspeisepunkt von der Mitte des Schlitzes an seinen Rand verschoben. Eine solche Antenne kann in beide Hemisphären strahlen. Im Zentimeterbereich und dem angrenzenden Teil des Dezimeterbereichs werden Resonator- und Hohlleiter-Schlitzantennen eingesetzt (siehe Abb. 3.21, 3.22). Bei koaxialen Hohlleitern werden nur Quer- oder Schrägschlitze angeregt, bei rechteckigen Hohlleitern sind verschiedene Schlitzplatzierungsmöglichkeiten möglich (siehe Abb. 3.21).

Die Schlitzbreite beeinflusst den aktiven und reaktiven Teil des Eingangswiderstands. Beide Anteile nehmen mit zunehmender Spaltbreite zu. Um Xin zu kompensieren, ist es daher erforderlich, die Länge des Schlitzes zu reduzieren (zu verkürzen). Eine Erhöhung von Rin führt zu einer Erweiterung der Bandbreite der Schlitzantenne. Typischerweise wird die Schlitzbreite d im Bereich (0,03...0,15)λ gewählt. Um die Bandbreite weiter zu erweitern, kommen Hantelschlitze und spezielle Ausführungen spannender Geräte zum Einsatz.

Die Wahl der Schlitzbreite wird neben der Reichweite auch von der Bedingung zur Sicherstellung der elektrischen Festigkeit beeinflusst. Die Konzentration elektrischer Ladungen an den Spalträndern führt zu lokalen Überspannungen und der Entstehung elektrischer Spannungen

wobei E ü max die elektrische Feldstärke am Schwingungsbauch ist. Mit E ü max = E μ (Durchbruchspannung, für trockene Luft E μ = 30 kV/m) ergibt sich

Wählen Sie in der Praxis d ≥ K spare d min, wobei K spare =2…4 der Reservekoeffizient ist

Schlitze mit komplexeren Formen als rechteckigen können als Kombinationen einfacher Formen betrachtet werden. Mit ihnen werden elektromagnetische Wellen mit den erforderlichen Polarisationseigenschaften erzeugt. Mit einem kreuzförmigen Schlitz können Sie beispielsweise eine Antenne mit elliptischer und zirkularer Polarisation erhalten. Die Drehrichtung hängt von der Richtung der Verschiebung des Schlitzes gegenüber der Achse der breiten Wand des Wellenleiters ab.

Schlitzantennen zeichnen sich durch einfaches Design, hohe Zuverlässigkeit und das Fehlen hervorstehender Teile aus, was den Einsatz in Flugzeug- und Bodenantennensystemen als eigenständige Antennen, Einspeisungen für komplexe Antennensysteme und Elemente von Antennenarrays ermöglicht.

3.2.2. Einzelsteckplatz. Pistelkors‘ Prinzip der Dualität

Betrachten wir die Eigenschaften und Parameter der sogenannten idealen Schlitzantenne, d.h. ein einzelner Schlitz, der in einen perfekt leitenden Flachbildschirm geschnitten ist. Die Berechnung des Feldes einer solchen Antenne anhand der Gleichungen der Elektrodynamik bereitet erhebliche Schwierigkeiten. Es wird stark vereinfacht, wenn wir das von Pistelkors 1944 formulierte Prinzip der Dualität verwenden. Dieses Prinzip basiert auf der permutationalen Dualität der Maxwellschen Gleichungen, die aus der Theorie des elektromagnetischen Feldes bekannt ist. Für eine Lücke haben diese Gleichungen die Form:

Wenn das Sieb entfernt und der Schlitz durch einen idealen Flachvibrator mit den gleichen Abmessungen wie der Schlitz (Abb. 3.23) und mit der gleichen Stromverteilung wie die Spannungsverteilung entlang des Schlitzes ersetzt wird (ein äquivalenter Vibrator, der vom Sieb abgeschnitten ist). den Spalt bilden), dann wird das von ihnen emittierte Feld auch so sein

Durch den Vergleich der Randbedingungen des Schlitzes (3.27) und des äquivalenten Vibrators (3.29) können wir nachweisen, dass die Strukturen des elektrischen Feldes in der Nähe des Schlitzes und des magnetischen Feldes in der Nähe des Vibrators übereinstimmen. Die Randbedingungen für den Ersatzvibrator ergeben sich aus den Randbedingungen für den Schlitz durch Umordnung von E ↔ H. Unter Berücksichtigung des oben Gesagten können wir für das vollständige Feld im gesamten Raum schreiben:

wobei C 1 und C 2 konstante Koeffizienten sind.

In der Praxis werden meist Halbwellenspalte verwendet. In diesem Fall ist die Amplitude des elektrischen Feldes im Spalt unabhängig von der Anregungsmethode in der Mitte maximal und nimmt zu den Rändern hin ab, d. h. entspricht dem Gesetz der Stromverteilung in einem Halbwellenvibrator. Für einen schmalen Schlitz (dünner Vibrator) können die Randbedingungen und damit die konstanten Koeffizienten wie folgt ausgedrückt werden:

Spannung in der Mitte des Schlitzes U 0 und Strom in der Mitte des Vibrators I 0 (siehe Abb. 3.23):

Dann wird der erste Ausdruck in (3.31) umgeschrieben als:

Das auf Schlitzantennen angewendete Dualitätsprinzip lässt sich also wie folgt formulieren: Das elektrische Feld einer Schlitzantenne fällt bis zu einem konstanten Faktor mit dem Magnetfeld eines zusätzlichen Vibrators zusammen, der die gleichen Abmessungen wie der Schlitz hat und mit diesem übereinstimmt Amplitudenverteilung.

Dies bedeutet, dass die EMK des Schlitzes und des entsprechenden Vibrators unterschiedlich sind

untereinander nur durch Drehung der entsprechenden Vektoren E r ы und E B um 90°,

H r sch und H B .

Unter Anwendung des Dualitätsprinzips können wir für die Strahlungsmuster schreiben:

F u (θ ) H = F B (θ ) E ;

F u(θ) E = F B (θ) H,

wobei F sch (θ ) H , F sch (θ ) E – normalisierte DN-Lücken in den entsprechenden Ebenen H und E sind

verantwortlich; F B (θ ) H , F B (θ ) E sind die entsprechenden normalisierten Muster des Halbwellenvibrators.

Wenn der Winkel θ von der Normalen zur Spaltebene gemessen wird, wird das Strahlungsmuster des Halbwellenspalts gemäß Gleichung (3.33) in der Form geschrieben:

Der Widerstand des Schlitzes sowie des Vibrators ist komplex und hängt von seinen Abmessungen (Länge 2l und Breite d) ab. Die Werte von Rw in und X w in werden für verschiedene Werte von l / λ berechnet und in Form von Diagrammen in Referenz- und Lehrliteratur angegeben. Die reaktive Komponente der Lücke ist kapazitiver Natur. Der Spalt kann jedoch auch durch Verkürzen angepasst werden. Der Verkürzungsgrad wird nach folgender Formel berechnet:

Wie aus (3.35) folgt, werden breitere Schlitze um einen größeren Betrag verkürzt.

Der Eingangswiderstand des Schlitzes hängt vom Eingangswiderstand des ihn ergänzenden Vibrators ab. Es ist bequemer, diese Beziehung anhand der komplexen Leitfähigkeit der Eingangslücke auszudrücken:

Komplexer Eingangsleitwert eines Halbwellenschlitzes